DC-DC CONVERTER 3KWATTS by armando cavero

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碩士學位論文

3kW 급 3상 절연형 인터리브드

양방향 DC-DC 컨버터 해석 및 설계

忠南大學校大學院電氣工學科

電力 및 自動化專攻

强

指導敎授

泰

車

2011年

燮

翰

2月

周

3 kW 급 3상 절연형 인터리브드

양방향 DC-DC 컨버터 해석 및 설계

指導敎授

車

翰

周

이 論文을 工學碩士學位請求論文으로 提出함

2 0 1 0 年

忠南大學校電氣工學科

强

1 0 月

大學院

電力 및 自動化專攻

泰

燮

强泰燮의 工學碩士學位請求論文을 認准함

20 1 0年 12月

委員長

委

員

委

員

忠南大學校

大學院

목

차

표목차

ⅳ

그림목차

ⅴ

제 1장 서

론

1. 1 연구 배경

제 2장 3상 능동 클램프 전류형 DC-DC 컨버터

2. 1 컨버터의 구성

2. 2 컨버터 PWM 동작

2. 3 Fl ybac k방식 채용

2. 4 3상 능동 클램프 전류형 DC-DC 컨버터 구현

2. 4. 1 DSP2808

2. 4. 2 FPGA ( EPM 7128)

2. 4. 3 DC-DC c onve r t er보드 구성

2. 4. 4 시작품 DC-DC c oonve r t er제작

2. 5 실험결과

2. 5. 1 Fl ybac k기동실험

2. 5. 2 부하변동 실험 파형

2. 5. 3 스위치 써지 전압 측정

2. 5. 4 출력전압 제어

2. 5. 5 클램프전압 측정

2. 5. 6 온도측정

-i-

2. 5. 7 효율측정

2. 5. 8 3상 계통연계실험

제 3장 1kW급 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터 3. 1 부스트 모드

3. 1. 1 부스트 모드 PWM 동작 방법

3. 1. 2 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시뮬레이션

3. 1. 3 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시작품 구현

3. 1. 4 3상 인터리브드 부스트 컨버터 실험

3. 1. 5 3상 인터리브드 부스트 전압전달비 분석

3. 2 벅 모드

제

3. 2. 1 벅 모드 PWM 동작 방법

3. 2. 2 3상 인터리브드 벅 모드 시뮬레이션

3. 2. 3 3상 인터리브드 양방향 컨버터 시작품 구현

3. 2. 4 3상 인터리브드 양방향 컨버터 벅 모드 실험

3. 2. 5 3상 인터리브드 양방향 컨버터 벅 모드 전압전달비

4 장 3kW급

3상

인터리브드

설계

양방향

DC-DC 컨버터 53

4. 1 3kW급 컨버터 설계 개요

4. 2 PCB 설계

4. 3 입력 인덕터 설계

4. 4 누설 인덕터 설계

4. 5 3kW 변압기 설계

4. 5. 1 컨버터 동작 조건

-ii-

4. 5. 2 단상 변압기에 인가된 전압,전류 분석

4. 5. 3 변압기 Cor e선정

4. 5. 4 턴수 결정

4. 5. 5 Wi r es e l e c t i on

4. 6 설계한 양방향 컨버터 PSI M 시뮬레이션

4. 7 3kW급 양방향 컨버터 실험

제 4장 결

론

참고 문헌

ABSTRACT

-iii-

표

목

차

표 2. 1 모드변화에 따른 Dut y와 출력전압 Vo

표 2. 2 부하 변화에 따른 Vds써지전압

표 2. 3 부하 변화에 따른 출력전압 ( Vout )

표 2. 4 클램프전압 측정표

표 2. 5 부하별 효율 측정

표 3. 1 부스트 컨버터 파라미터

표 3. 2 3상 인터리브드 부스트 컨버터 전압전달비

표 3. 3 벅 모드시 컨버터 파라미터

표 4. 1 출력 전력 3kW 시 컨버터 동작 조건

표 4. 2 입력 전압에 따른 계산 및 시뮬레이션에서의 듀티 값

표 4. 3 3kW 부하 용량 시 입력 전압에 따른 쇄교자속 값

표 4. 4 Cor eEE 7091C 기본사양

표 4. 5 Cor eEE 7091C 세부사양

표 4. 6 단상 변압기 1, 2차측의 전류,전압 및 전력 값

표 4. 7 3상 컨버터 입력 및 출력 값

표 4. 8 양방향 컨버터 실험 파라미터

-iv-

그 림 목 차

그림 2. 1 연료전지용 3상 전류형 능동클팸프 DC-DC 컨버터

그림 2. 2 스위칭 신호 및 입력 전류 I , d,스위치 전류 I s 1 변압기 선전류 I A

그림 2. 3 f l ybac k방식을 채용한 컨버터 등가회로

그림 2. 4 동작 상태에 따른 PWM 방법

그림 2. 5 f l ybac k모드일 때의 컨버터

그림 2. 6 Sc 오프,S1 ∼ S6 온일 때의 컨버터 회로

그림 2. 7 Sc 온,S1 ∼ S6 오프일 때의 컨버터 회로

그림 2. 8 f l ybac k기동시 입력 전류,출력 전압

그림 2. 9 TMS320F2808내부 기능 블록도

그림 2. 10 DSP 2808PCB 거버 파일

그림 2. 11 DSP 2808모듈 앞면

그림 2. 12 DSP 2808모듈 뒷면

그림 2. 13 스위칭 신호의 생성 과정

그림 2. 14 시작품 DC-DC c onve r t e rPCB

그림 2. 15 시작품 DC-DC c onve r t e r

그림 2. 16 Fl ybac k기동시 입력 전류( Ch1) ,출력전압( Ch2)파형

그림 2. 17 P :600W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

그림 2. 18 P :700W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

그림 2. 19 P :800W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

그림 2. 20 P :500W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)파형

그림 2. 21 P :700W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)파형

-v-

그림 2. 22 P :800W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)파형

그림 2. 23 출력전압 r e gul at i on그래프

그림 2. 24 부하별 클램프 전압 그래프

그림 2. 25 부하별 온도변화 그래프

그림 2. 26 부하변화에 따른 효율 변화 그래프

그림 2. 27 3상 계통연게 실험 구성도

그림 2. 28 연료전지 출력 전압 및 전류,DC 링크단 전압 및 전류

그림 3. 1 3상 인터리브드 방식 부스트 컨버터의 등가회로

그림 3. 2 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 스위칭 PWM 전압 및 전류 파형

그림 3. 3 부스트 컨버터 시뮬레이션 결과파형.저압측 AB 상간전압 ( Vab) ,저압측 A상 전류( i ,클램프 스위치 전류 ( i . a) Sc 1)

그림 3. 4 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 스위칭 신호 생성 과정

그림 3. 5 1kW급 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시작품

그림 3. 6 3상 인터리브드 부스트 컨버터 실험세트 블록다이어 그램 35 그림 3. 7 컨버터 3상 출력전류i ch1) ,i c h2)및 i c h3) . a( b( c( ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW)

그림 3. 8 고압측 출력전압 vab ( c h1) ,선전류 i c h2)및 클램프 전류 a( i c h3) . ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW) Sc 1(

그림 3. 9 인터리브드 방식이 적용된 컨버터 입력전류 i c h1) 와 3상 i( 입력 인덕터 전류 i c h2) ,i c h3) ,i c h4) . L1 ( L2 ( L3 ( ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW)

그림 3. 10 주 스위치 S1 ZVS 턴온 파형.vGS1 ( ch1) ,i c h3) . S1 ( ( D=0. 68,Vi=26V,Vo=370V,Po=1kW)

-vi-

그림 3. 11 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 각 부하별 효율

그림 3. 12 듀티비 변화에 따른 전압전달비 그래프

그림 3. 13 벅 모드 시 3상 양방향 DC-DC 컨버터 등가회로

그림 3. 14 3상 인터리브드 벅 컨버터 등가회로

그림 3. 15 벅 모드 시 컨버터의 주요 전압 및 전류 파형

그림 3. 16 벅 모드 시뮬레이션 결과파형.고압측 A, B 상간전압 ( VabH) , 저압측 A 상 전류( i ,상단 주 스위치 전류 ( i a H) T1)

그림 3. 17 3상 인터리브드 벅 모드 시 스위칭 신호 생성 과정

그림 3. 18 1kW급 3상 인터리브드 양방향 컨버터

그림 3. 19 A, B 상간 전압,A 상 전류,상단 스위치 T1전류, vabH ( c h1) ,i c h2) ,i c h4) ,P :500W aH ( T1 (

그림 3. 20 변압기 고전압 측 A 선전류 i c h1) ,A 상전류 i ch2) , apH ( aH ( 상단 스위치 T1전류 i c h4) ,P :500W T1 (

그림 3. 21 벅모드 시 상단 스위치 T1의 ZVS t ur n-on파형, vG1 ( c h1) ,i c h2) ,P :1kW 1(

그림 3. 22 벅모드 시 하단 스위치 T4의 ZVS t ur n-on파형, vG4 ( c h1) ,i c h2) ,P :1kW 4(

그림 3. 23 벅 모드시 스위치 T1의 계이트 전압 vG1 ( Ch1) ,A상 고전압 측 선전류 i c h2)및 저전압 측 선전류 i c h4) apH ( a pL (

그림 3. 24 벅 모드시 각 상의 벅 인턱터 전류 파형

그림 3. 25 벅 모드시 각 부하별 효율

그림 3. 26 듀티비 변화에 따른 전압 전달비 그래프

-vii-

그림 4. 1 3kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -제어부

그림 4. 2 3kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -Boos t파워부

그림 4. 3 3kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -Buc k파워부

그림 4. 4 3상 인터리브드 방식의 이상적 전류파형

그림 4. 5 스위칭 한주기 동안의 저압측 A상 이상적 전류 파형

그림 4. 6 출력 전력에 따른 누설 인덕턴스 그래프

그림 4. 7 A상 변압기 저압측 상전압 vab , 상전류 i 선전류 i 3 ap , a 파형 6 그림 4. 8 설계한 변압기를 적용한 부스트 모드 시뮬레이션 결과 파형 ( Vin :40. 8,Vout :400V,Dut y:0. 654Po :3kW)

그림 4. 9 설계한 파라미터를 적용한 벅 모드 시뮬레이션 결과 파형 ( Vin :400,Vout :48V,Dut y:0. 526,Po :3kW) 그림 4. 10시작품 3kW 급 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터

70 71

그림 4. 11 부스트 모드 시 변압기 저압측 각 상간 전압 파형.Vab( c h1) , Vbc( c h2) ,Vca( c h3)( D=0. 62,Vin=40. 8,Vo=380,Po=1. 7kW)73 그림 4. 12 부스트 모드 시 변압기 저압측 Vab( c h1) ,I c h2)파형. a p( ( D=0. 62,Vin=40. 8,Vo=380,Po=1. 7kW)

그림 4. 13 벅 모드 시 변압기 고압측 각 상간 전압 파형.VabH( c h1) , VbcH( c h2) ,VcaH( c h3) ,( D=0. 58,Vin=380,Vo=48,Po=2kW) 74 그림 4. 14 벅 모드 시 변압기 고압측 VabH( ch1) ,I c h1) , apH( ( D=0. 58,Vin=380,Vo=48,Po=2kW)

-viii-

제 1장

서

론

1. 1연구 배경 최근 급격한 산업화의 결과로 지구 온난화에 따른 환경파괴와 자원 고 갈 문제를 해결하기 위해 친환경적인 에너지원과 발전방식에 대한 연구 가 활발히 진행되고 있다.이 가운데 태양광,풍력,연료 전지 등을 에너 지원으로 하는 환경 친화형 발전 방식에 대한 관심이 높아지고 있다.특 히 연료전지는 높은 에너지 효율,친환경적,저소음,시스템 구축이 용이 해 설치장소의 제약이 적고 상시발전이 가능한 장래성 있는 신· 재생 에 너지원이다. 연료전지

종류중

고체고분자연료전지( PEMFC; Pol yme r

El e c t r ol yt eMe mbr aneFue lCe l l sorPr ot on ExchangeMe mbr aneFue l Ce l l s ) 은 고체고분자막을 이용하여 수소와 산소 연료의 전기화학적 반응 을 통해 전기에너지를 생성하고 부산물로 열에너지와 물을 생성하는 발 전 형태로 시스템의 단순성과 높은 전력밀도를 갖는다.그러나 분극현상 에 따른 손실로 비선형적이며,각 셀의 결합방법에 따라 보통 26 ~ 72 Vdc 의 낮은 출력전압의 특성을 보인다.연료전지의 저전압 출력 특성으 로 인해 220V,60㎐의 전력계통에 연계하여 발전하기 위해서는 반드시 고효율 전력변환기로 발전시스템을 구성하여야 한다.연료전지발전시스 템은 생산된 전력을 상용 교류전원계통에 효과적으로 연계해 주기 위한 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터로 구성된다[ 1] .인버터에 의해 DC-AC 변환하기 위해서는 낮은 연료전지 출력 전압을 dc-링크 370Vdc정도로 승압해 주는 dc -dc 컨버터가 필요하다[ 2] .DC-DC 컨버터로는 단상 DC-DC 컨버터가 많이 사용되고 있지만 정격의 제한으로 인해 대전력에 적합하지 못하는 단점이 있다.따라서 정격 증가에 따른 대전력 변환에 적합한 3상 방식의 dc -dc컨버터 연구가 이루어지고 있다[ 3-7] .3상 시 스템을 채용함으로써 전력 밀도가 증가하며,유효 동작 주파수가 3배 증 가함으로써 입력 전류 및 출력 전압 리플이 감소한다.그리고 스위치에 흐르는 전류의 실효값이 감소하고,변압기이용률이 향상된다.이러한 3상 컨버터의 이점에도 불구하고 컨버터의 내부 전류가 불연속 모드로 작동

- 1 -

하는 단점이 있어 이를 해결하기 위해 입력 부스트 인덕터 3개를 채용하 였으며,이로 인한 인터리브드 작동으로 인한 전류 리플 경감 및 ZVS를 동시에 얻을 수 있는 새로운 방식의 DC-DC 컨버터가 연구되고 있다 [ 8] -[ 12] .인터리브드 방식이 적용된 컨버터는 연료전지 출력에 해로운 전류리플의 감소 또는 같은 전류리플 크기 대비 입력 부스트 인덕터 크 기의 경감,전류 연속동작 모드에 의한 스위치,변압기 및 인덕터에서의 전류 실효값 감소에 따른 도통손실 저감,삼상 능동 클램프의 작용에 의 한 전압서지의 경감 및 스위칭 노이즈 감소,입력 부스트 컨버터 구조의 적용으로 절연형 승압 변압기의 권선비 감소 등등의 장점이 있다.그러 나 실제 교류전원 계통에서는 연료 전지의 저전압,대전류 특성과 급격 한 부하변동에 따른 dc -l i nk단 전압변동은 연료전지 발전 시스템에서의 불안정한 전력공급 문제를 초래하여 시스템에서 요구하는 효율 및 성능 을 만족시킬 수 없다.연료전지 특성을 고려한 컨버터가 고려되어야 하 며,승압 동작하는 부스트 모드와 강압 동작하는 벅 모드로 동작하는 양 방향 DC-DC 컨버터가 그 대안이 되고 있다[ 13] .양방향 DC-DC 컨버터 는 낮은 전압을 높은 전압인 dc -l i nk전압으로 승압할 때 부스트 모드로 동작하며[ 8] -[ 12] ,부하가 증가할 때 배터리의 에너지를 이용하여 안정된 전력 공급이 이루어지게 한다.반대로 연료 전지 시스템 부하가 감소할 때 전력 전달 방향이 dc-l i nk단 에서 배터리로 향하게 되는데 이때 컨버 터는 벅 모드로 동작하며,배터리에 에너지를 충전하게 된다.따라서 부 하급변 상황에도 안정된 전력 공급이 이루어지게 하기 위해 부스트 모드 와 벅 모드에서 우수한 성능을 입증되어야한다[ 16] .이러한 장점으로 인 하여 본 컨버터는 낮은 전압의 연료전지 출력과 높은 입력전압이 요구되 는 상용전원 연계용 인버터 사이의 전력 변환기로써 매우 적합할 뿐만 아니라 배터리 또는 태양전지 등과 같이 낮은 출력전압 특징을 갖는 에 너지원을 높은 전압으로 변환해 주는 대전력용 컨버터로 확장하여 적용 할 수 있다[ 16] .또한 이 컨버터의 변압기 결선 형태 및 출력 정류회로 구조에 변화를 주어 보다 높은 승압비를 갖는 컨버터로의 응용이 가능하 다.본 논문에서는 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 부스트 컨버터 실험 과 3상 인터리브드 방식의 부스트 컨버터 및 양방향 컨버터를 제작 하였 으며 동작 해석 및 실험을 통하여 확인하였다.

- 2 -

제 2장 3상 능동 클램프 전류형 DC-DC 컨버터

2. 1컨버터의 구성

그림 2. 1연료전지용 3상 전류형 능동클램프 DC-DC 컨버터 연료전지의 정격 출력 전압은 약 DC 26∼72V 이므로 교류전원계통 연계를 위해서는 인버터 입력 전압으로 적어도 370Vdc정도의 dc-l i nk 전압이 필요하다. 따라서 연료 전지의 출력 전압을 승압하기 위해 DC-DC 컨버터가 필수적이다[ 1] .본 컨버터는 3상 시스템을 채용하여 단 상 대비 3상 전력 전달에 의해 전력밀도가 증가하며,유효 동작 주파수 가 3배 증가함으로써 입력 전류 및 출력 전압 리플이 감소하는 효과를 얻었다.그리고 스위치에 흐르는 전류의 실효값이 감소하고,변압기 이용 률이 향상된다[ 14] .이와 같은 장점으로 인해 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터는 연료 전지의 낮은 출력 전압과 인버터 입력단의 dc 링크 단의 높은 DC 전압을 승압하는데 적절하다.그림 2. 1은 본 컨버터 의 회로를 나타낸다.

- 3 -

2. 2컨버터 PW M동작

그림 2. 2스위칭 신호 및 입력 전류 I d,스위치 전류 I s 1, 변압기 선전류 I A 그림 2. 2은 PWM 방법과 그에 따른 파형을 나타낸다. [ 16, 17] .6개의 주 스위치가 모두 켜지면 입력 인덕터에 에너지가 저장되며,이 때 증가하 는 전류의 기울기는 인덕턴스와 입력 전압에 의해 결정된다.그리고 3개 의 주 스위치가 꺼질 때,3개의 스위치는 켜진 상태로 유지되며,이 스위 치를 통해 전류가 변압기로 흐르고,다시 3상 변압기와 3상 정류기를 통 해 부하로 에너지가 전달된다. 컨버터에 흐르는 전류 파형에 따라 동작을 구분하였고 각 동작에 대한 해석을 실시하였다.

- 4 -

2. 3Fl yback방식 채용

그림 2. 3f l yback방식을 채용한 컨버터 등가회로 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터의 경우,구조적으로 과전류와 전원의 단락에 대한 보호 등의 장점이 있다.하지만,기동시 클램프 전압 과 출력 전압의 차로 인해 스위치 및 변압기 권선에 큰 단락 전류가 흐 르는 단점이 있다.따라서 컨버터가 정상적으로 동작하기 위해서는 초기 기동시 출력 전압이 확립되어야 하며,그 값은 2차 측으로 환산한 변압 기 1차측의 입력 전압보다 작으면 안 된다.그러므로 입력 인덕터에 부 가적으로 2차 권선을 감아서 플라이백 방식으로 출력 전압을 확립하는 방법을 적용하였다.

- 5 -

( a)기동시 PWM 방법

( b)정상상태에서 PWM 방법 그림 2. 4동작 상태에 따른 PWM 방법 그림 2. 4( a) 는 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터를 기동하기 위 한 PWM방법을 나타낸다.기동시 컨버터는 능동 클램프 플라이백 컨버 터로 동작한다.6개의 주 스위치가 켜지면 입력 인덕터에 전류가 흐르고, 에너지가 저장된다.주 스위치가 모두 꺼지면서 클램프 스위치가 켜지면, 플라이백 방식을 통해 입력 인덕터의 2차 권선에 전류가 흐르고,출력 측으로 에너지가 전달된다.

- 6 -

그림 2. 5f l yback모드일 때의 컨버터

그림 2. 6Sc 오프,S1 ∼ S6 온일 때의 컨버터 회로 그림 2. 5는 f l yback모드일 때 전류가 흐르지 않는 회로를 제거한 간 략화된 컨버터 회로도이고,그림 2. 4의 PWM 방법으로 스위칭한다.그 림 2. 6은 Sc 온,S1~S6 오프일때의 컨버터 회로도이고,이 때에는 Ldc 에 에너지가 충전되고,Ldc 2차측에는 코일 감은 방향과 Df 다이오드로 인해 전류가 흐르지 않는다.

- 7 -

그림 2. 7은 Sc 온,S1~S6 오프일 때 의 컨버터 회로도 이며 이때에는 I 차측의 전류는 Df 방향으로 증가 d 의 전류가 감소하고 이에 따라 L dc 2 하는 형태로되어 출력 캐패시터 Co 에 충전되어 전압이 상승한다.

그림 2. 7Sc 온,S1 ∼ S6 오프일 때 의 컨버터 회로 위와 같은 원리로 출력 캐패시터 Co 에 전압이 충전되며,듀티와 출력 전압의 관계식은 다음과 같이 유도된다.

     

( 2. 10)

여기서 D는 듀티비,nF는 입력 인덕터와 플라이백 권선의 권선비이다. 주 스위치 S1~S6에 가해지는 전압 스트레스는 클램프 전압과 같다.

     

( 2. 11)

기동시 듀티가 0부터 증가하여 0. 5가 되면 출력 전압은 다음과 같다.

- 8 -

  

( 2. 12)

권선비는 22: 176임으로 이론상 입력전압 26Vdc의 8배가 되는 208V 까지 출력전압이 형성된다.그 이후에 그림 2. 4( b)의 3상 전류형 능동 클램프 dc -dc컨버터의 PWM 방법으로 스위칭 한다.기본 동작 방법은 다음과 같다.DTS 구간에서 6개의 주 스위치가 모두 켜지면 입력 인덕 터에 에너지가 저장된다.그리고 ( 1-D) TS 구간에서 3개의 주 스위치가 꺼지면 나머지 3개의 주 스위치를 통해,3상 변압기와 3상 정류기를 거 쳐 출력 측으로 에너지가 전달된다.능동 클램프 회로는 주 스위치 오프 시 변압기의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지에 의해 브리지 전압에 서지 가 발생하는 것을 막아준다.출력 전압은 다음과 같다.

     

( 2. 13)

부스트 컨버터 동작시 주 스위치 S1∼S6 양단에 가해지는 전압 스트레 스는 변압기의 1차 측으로 환산한 출력 전압과 같다.

     

( 2. 14)

3상 전류형 능동 클램프 dc -dc 컨버터의 기동 방법을 시뮬레이션을 통해 확인하였다.기동시 초기 듀티는 0부터 0. 5까지 20mse c동안 증가 한다.이 때 컨버터는 개루프로 제어되며,입력 인덕터의 플라이백 권선 을 통해 출력 측으로 전력이 전달된다.출력 전압 Vo가 어느 정도 확립 되면 폐루프 제어를 통해 컨버터는 정상 상태로 동작하며,출력 전압 및 입력 전류를 일정하게 유지하게 된다.

- 9 -

그림 2. 8f l ybac k기동시 입력 전류,출력 전압 파형 표 2. 1모드 변화에 따른 Dut y와 출력전압 Vo

f l ybac k기동

ope nl oop

c l os e dl oop

Dut y

0→ 60%

60% → 45%

45% → 44%

0∼ 250V

250V ∼ 380V

382V

그림 2. 8은 f l ybac k 으로 기동한 후 오픈루프로 일정전압까지 상승시 킨후 클로즈 루프로 전환하기 까지의 입력 전류와 출력전압을 도시한 것 이다.출력전압이 상승하기 시작한 구간부터가 스위치 턴온한 시간이고, 입력 전류가 튀는 부분까지 f l ybac k 모드로 동작한 부분이다.Ldc 의 권 선비로 인해 f l yback모드에서 상승할 수 있는 출력전압이 한계가 있고, 이론적으로

Dut y0. 5일 때 208V였으나 실험에서는 Dut y 0. 6까지 상

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승시켜 260V 까지 상승하였다.f l yback 모드로 출력전압을 260V 까지 상승시킨후 Dut y 0. 45 의 오픈루프로 넘어가게 되는데,Dut y 0. 45에서 안정화된 출력전압은 DC 380V 이다.이때 DC 260V 와 DC 380V 의 차 이만큼 입력전류가 급상승하게 되고 그림 3. 8에서 입력전류가 튀게 된 원인이다.입력전류가 40A 정도까지 순간튀었으나 트립레벨 80A 와 Mos f e t한계 전류 용량에 충분한 여유가 있으므로 큰 문제가 되지 않는 다.출력 전압센서로 측정해서 DSP 가 인식한 출력전압이 DC 380V 근 처로 안정화 되면 클로즈 루프로 넘어가게 된다.

- 11 -

2. 43상 능동 클램프 전류형 DC-DC 컨버터 구현 2. 4. 1DSP 2808 메인

CPU는

TMS320F2808을

사용하였다. 2808은

TI ( Te xas

I nst r ume nt s ) 사에서 종래의 TMS 320F24x,TMS320F240x의 뒤를 이어 심혈을 기울여 제작한 32비트 고속 DSP로 100MI PS 고속 처리 능력,풍 부한

내부

자원( 12비트

고속

A/ D

변환기, 풍부한

메모리

( Fl as h-ROM=64K x 16,SRAM=18K x 16) ,2개의 SCI ( 비동기 통신 포 트) ,CAN 통신, 4개의 SPI ) 등이 있어서 특히 모터 제어 시스템에 많이 응용되고 있다. ( 1)DSP 2008보드 사양 TMS 320F2808의 개략적인 특징을 살펴보면 다음과 같다. 고성능 32비트 DSP -100MHz( 10ns)처리 속도 -저 전압( 1. 8V Cor e ,3. 3V I / O)동작 -3. 3V Fl as hPr ogr ammi ng전압 -J TAG 지원 -4M 선형 Pr ogr am/ Dat a공간 관리 -저 소비 전력 동작 모드 지원:I DLE,STANDBY,HALT 내부 메모리 -64K x16Fl as hROM -1K x16OTP ROM -L0,L1:2개의 4K x16SARAM -H0:8K x16SARAM -M0,M1:2개의 1K x16SARAM -BOOT ROM( 4K x16):Bootmode ,표준 수식 t abl e

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-128bi tSe c ur i t yKe y/ Loc k:불법 복제 방지 기능 외부 인터페이스( F2808) -전체 1M 영역까지 -Pr ogr ammabl e웨이트 상태 -Pr ogr ammabl eRe ad/ Wr i t eSt r obe타이밍 -3개의 선택 신호 - 주변 및 보조 장치 -PLL 기능 -Wat c hDog타이머 기능 -43개의 외부 인터럽트 -2조의 Mot or제어 장치 :EVA,EVB -통신 장치:SPI ,SCI ( 2개) ,CAN,McBSP -A/ D 변환기 :12비트,16채널,2채널 동시 Sampl e / Hol d,고속 변환시간 ( 160ns / 6. 25MSPS) -범용 I / O Por t:최대 35개 F2808는 외부 인터페이스 신호가 나와 있어 외부 메모리나 I / O 확장이 가능하며 100pac kage 로 되어 있어 소형 보드 제작에 유리하다.또한 명령 처리속도는 100MHz동작 시에 10nse c 의 고속 연산이 가능하다.내부 메 모리의 크기는 18K 워드( 16비트) 이고,Fl as hROM은 64K 워드로 소형 제 어기의 설계에 충분한 프로그램 공간을 가지고 있다. 한편,전류 및 전압 검출을 위한 A/ D 변환기는 분해능이 12비트급이며, 3상 PWM 출력과 입력 처리가 가능한 3조의 e PWM 장치와 비동기 통신 ( 2개) ,CAN 통신,SPI통신,WDOG,32비트 타이머( 3개) ,Mc BSP 통신, 56개의 I / O 핀 등의 유용한 입출력 장치를 내장하고 있다. 그림 2. 9는 본 연구의 메인 CPU로 사용되고 있는 TMS320F2808의 내부 기능 블록도를 나타내고 있다.

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그림 2. 9TMS320F2808내부 기능 블록도 이 중에서 PWM1∼ PWM6은 대부분 3상 인버터의 제어를 위하여 파 워 모듈과 연결된다.또한 별도의 외부 메모리 없이 내부 메모리상에서 프 로그램을 수행하도록 설계 되어 있으며,내부의 수행되는 연산등과 아날로 그 데이터의 확인을 위해 SPI통신포트를 이용하여 모듈에서는 DA 컨버

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터에 이용하였다.또한 내부 AD 컨버터를 전류와 전압을 측정할 수 있도 록 외부 핀으로 연결하였다. ( 2)DSP 2808PCB ger berf i l e 앞장에서는 회로의 구성을 확인하였다.이 회로를 토대로 모듈을 만들었 다 첫 번째로 PCB 아트웍을 수행하였다.거버 파일은 그림 2. 10과 같으며 여기서 모듈의 크기와 소자들의 부품배치를 확인할 수 있다.

그림 2. 10DSP 2808PCB 거버 파일 ( 3)DSP 2808모듈 사진 앞에서 언급된 거버 파일을 가지고 PCB를 제작 하였다.그림 2. 11과 그 림 2. 12는 DSP 2808모듈의 그림이다.

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그림 2. 11 2808모듈 앞면

그림 2. 122808모듈 뒷면

2. 4. 2FPGA ( EPM7128)

그림 2. 13스위칭 신호의 생성 과정 그림 2. 13에 스위칭 신호의 생성 과정을 나타내었다.3상 전류형 능동 클램프 dc -dc컨버터의 스위칭 신호는 주 스위치와 클램프 스위치를 합 쳐 총 7개가 있어야 한다.적절한 스위칭을 위해 DSP에서 7개의 기본

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스위칭 신호를 만든 후 FPGA( EPM7128)에서 논리 게이트를 통해 신호 를

적절히

변형한다. DSP로부터

입력된

7개의

스위칭

신호를

FPGA( EPM7128) 에서 변형시켜 최종 스위칭 파형을 만들어낸다.그리고 8비트 카운터를 이용하여 스위치의 영전압 스위칭을 이루기 위해 주 스 위치와 클램프 스위치 사이에 데드타임( de ad t i me ) 을 적용한다.그리고 주 스위치와 클램프 스위치 사이에 데드타임을 적용하여 MOSFET의 영 전압 스위칭을 이루도록 하였다.PCB 구성은 그림 2. 13의 스위칭 신호 의 생성 과정을 고려하여 제작하였다. 2. 4. 3dc-dcconver t er보드 구성 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터는 디지털 신호 처리기 ( DSP : TMS320F2808) ,EPM7128,게이트 드라이버 부분,DC-DC 컨버터,입 력 전류 및 출력 전압 센서,트립 발생 부분,A/ D 컨버터 입력 부분으로 구성되어 있다. 2. 4. 4시작품 dc-dcconver t er제작 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터를 제작하였고 그림 2. 14와 같 다.제작된 PCB 는 Mos f e t( I RF4227) ,입력전류센서,출력전압센서,클 램프 회로,게이트드라이버( I R21064) ,FPGA,DSP 제어보드 등으로 구성 되어 있다. 그림 2. 15는 dc- dc컨버터 구성 사진이며,DC-DC 컨버터 보드와 3 상 변압기,3상 정류기,입력 인덕터 Ldc ,f l ybac k기동 다이오드와 출력 부하 등으로 구성되어 있다.

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그림 2. 14시작품 DC-DC conve r t e rPCB

그림 2. 15시작품 DC-DC c onve r t er

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2. 5실험 결과 2. 5. 1Fl yback 기동 실험

그림 2. 16Fl ybac k기동시 입력 전류 ( Ch1) ,출력전압 ( Ch2)파형. 그림 2. 16은 f l ybac k 으로 기동한 후 오픈루프로 일정전압까지 상승시 킨후 클로즈 루프로 전환하기까지의 입력 전류와 출력전압을 찍은 파형 이다. f l ybac k 방식으로 기동 후 openl oop로 일정전압까지 상승시킨 후 c l ose dl oop로 정상적으로 모드변환이 이루어지면서 안정적인 동작을 하 는 것을 확인할 수 있다.앞절에서 f l ybac k 기동방법을 이론적으로 설명 한 바와 같이 동일한

동작을 보임을 확인 하였다.

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2. 5. 2부하변동 실험 파형 정상적인 f l ybac k 기동을 확인 한 후,출력 부하 증가에 따른 컨버터 동작을 확인 하였다.실험은 입력 전압 DC26V,출력전압 DC 370V를 기준으로 하여 100W 단위로 부하를 증가시켰다. 그림 2. 17은 600W 부하에서의 출력전압 DC 380V와 입력전류 파형이 며,스위치 DTs동안 전류가 증가하고 ( 1-D) Ts동안에는 전류가 감소 하는 정상적인 전류 파형을 보인다.그림 2. 18은 700W 이고 그림 2. 19는 800W 부하일 때 파형이다.각각의 부하증가 파형으로 볼 때 정상적으로 동작하고 있는 것을 확인하였다.

그림 2. 17P :600W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

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그림 2. 18P :700W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

그림 2. 19P :800W,출력전압( Ch3) ,입력전류( Ch4)파형

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2. 5. 3스위치 써지 전압 측정 PWM 신호 온-오프 사이에 Vds 전압이 인가되는 초기에 써지가 발생 하게 되고,이 써지전압이 Mos f et한계 전압을 넘으면 고장이 발생한다. 이러한 고장을 막기 위해 실험 단계에서 각 출력부하별 써지전압 파형을 관찰하고 기록하였고,측정된 전압은 문제가 발생하지 않는 전압이다.그 림 2. 20은 500W,그림 2. 21은 700W,그림 2. 22은 800W 일 때의 Vds 이 고,표 2. 2는 각각의 출력부하에서의 Vds 써지전압의 크기를 기록한 것이 다.

그림 2. 20P :500W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)

- 22 -

그림 2. 21P :700W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)

그림 2. 22P :800W,입력전류( Ch1) ,Vds ( Ch3)

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표 2. 2부하 변화에 따른 Vds 써지전압

출력부하( W) Vds 써지전압( V) 400

130

500

160

600

170

700

160

800

160

2. 5. 4출력전압 r egul at i on 그림 2. 23은 표 2. 3의 각 부하별 출력전압 수치를 그래프로 나타낸 것 이다.기준 제어 출력전압 380V로 지정하였으면 부하변동에 따른 실제 제어 출력전압은 약 +0. 8%,-0. 91% 이내로 안정적인 제어가 이루어지고 있음을 확인하였다. 표 2. 3부하 변화에 따른 출력전압 ( Vout )

출력부하( W)

출력 전압( DC)

100 200 300 400 500 600 700 800

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Vo( V) 380. 67 383. 3 380. 83 377. 23 377. 96 376. 51 378. 42 378. 38

그림 2. 23출력전압 r e gul at i on그래프 2. 5. 5클램프전압 측정 정상 상태에서 클램프 커패시터 전압은 수식 ( 2. 15)과 같이 구할수 있고,출력 부하가 올라갈수록 필요한 Dut y비는 증가하고 이에 따라 클 램프 커패시터 전압도 상승한다.

       

( 2. 15)

표 2. 4클램프전압 측정표 출력 부하( W) 클램프 전압( V) 100 200 300 400 500 600 700 800

49 51 53 57 61 65 72 79

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그림 2. 24부하별 클램프 전압 그래프 2. 5. 6온도 측정

그림 2. 25부하별 온도변화 그래프 800W에서 컨버터의 안정된 동작을 보임에 따라 일정시간 동작 후의 하드웨어의안정성을 확인하기 위해 온도 측정 실험을 하였다.그림 2. 25 은 출력부하별 각 기기별 온도를 측정하여 도시한 것이다.무부하에서 800W까지 부하변동에 대해 안정된 온도 변화를 보여주고 있다.

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2. 5. 7효율 측정 계측기로는 YOKOGAWA사의 WT230DI GI TAL POWRE METER을 사용하여였다.WT230은 전력 측정 기기로서 3개의 채널로 구성되어있 으며.각 채널에서 전류,전압,전력,효율을 측정할 수 있다.표 2. 5는 각 부하별 측정된 입· 출력 전압,전류,전력을 측정하여 기록한 것이다. 표 2. 5부하별 효율 측정

그림 2. 26부하변화에 따른 효율 변화 그래프

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2. 5. 83상 계통연계실험

그림 2. 273상 계통연게 실험 구성도 3상 전류형 능동 클램프 DC-DC 컨버터를 실제 연료전지( PEMFC) 와 3상 계통연계 실험을 하였다. 그림 2. 27은 3상 계통연게 실험 구성을 나 타내며.구성 사양은 다음과 같다. -연료전지발전( PEMFC) 사양 :1. 2kW 정격.Bal l ar dNexaModul e -컨버터 :3상 전류형 능동 클램 DC-DC 컨버터 -배터리 :WP18-1212V 18Ah,2개 직렬연결. ▷ 24V Ne xa초기 전력 공급 연료전지의 DC 30V ∼ DC 72V 의 낮은 출력전압을 DC-DC 컨버터 에 의해

DC 400V로 승압되어 DC l i nk단( DC-DC 컨버터 출력전압) 에

충전된다.DC l i mk단의 충전된 전압은 인버터를 통해 전력계통으로 전 달된다.

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Vd :DC-DC 컨버터 입력전압

I -DC 컨버터 입력전류 d :DC

( =연료전지 출력전압) Vo :DC-DC 컨버터 출력전압

( =연료전지 출력전류) I -DC 컨버터 출력전류 o :DC

그림 2. 28연료전지 출력 전압 및 전류,DC 링크단 전압 및 전류

그림 2. 28은 3상 계통연계 시 부하용량 변화에 따른 DC-DC 컨버터 입· 출력 전압,전류의 파형을 나타내며,부하용량은 100W,300W,500W, 700W 로 단계적으로 변화를 주어 측정한 파형이다.그림 2. 28에서 부하 변동 시 DC-DC 컨버터 입력전압은 연료전지의 출력전압 특성에 의해 변동이 있지만 컨버터 출력전압은 DC 400V의 일정한 전압을 유지하면 서 안정적인 동작을 하는 것을 알 수 있다. 부하용량의 큰 변화에서도 안정된 동작을 확인 하였다.

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제 3장 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터

3. 1부스트 모드

그림 3. 13상 인터리브드 방식 부스트 컨버터의 등가회로 그림 3. 1은 3상 인터리브드 DC-DC 양방향 컨버터의 부스트 모드 일 때의 등가회로를 나타낸다.부스트 컨버터의 등가 회로는 누설 인덕턴스 Llka ∼ Llka를 포함하는 이상적인 모델의 △-△ 방식으로 결선된 3상 고 주파 변압기 구조를 포함하고 있다.이 등가 회로에서 입력 부스트 인덕 터 L1 ∼ L3는 각각 등가 전류원으로 I L1 ∼ I L3 으로 표시 할 수 있다. 전류 i △ 방식으로 결선된 3상 고주파 변압기 1차측 각 ap ∼ i c p는 △상의 상전류로 나타내고,i 상 출력 전 aH ∼ i c H 는 부스트 컨버터부의 3 류로써 변압기의 각 상 1차측에 입력되는 3상 선전류를 나타낸다.또한 i 상 클램프 전류를 나타낸다. s c 1∼ i s c 3 는 각각 능동 클램프 스위치의 3 전압 va ~vc는 부스트 컨버터부 3상 출력단의 각 상전압이며,vab ∼ vca 는 △-△ 결선된 3상 변압기 1차측 각 상간에 인가되는 3상 선간 전압 이며,전압 vabs ∼ vcas는 3상 변압기의 2차측 각 상 선간 전압 또는 상 전압이다.본 컨버터는 낮은 전압원 Vi를 입력 받아 이와 같은 전압 및 전류의 내부 변환 과정을 거쳐 높은 직류 전압으로 승압하여 부하 측에 전달해 준다.

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3. 1. 1PWM 동작 방법

그림 3. 23상 인터리브드 부스트 컨버터의 스위칭 PWM, 전압 및 전류 파형 그림 3. 2는 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 스위치 PWM과 컨버터 각 부의 이상적인 전압 및 전류의 파형을 나타낸다.이 컨버터의 동작 모드 는 스위칭 주파수의 한 주기마다 총 12개의 구간으로 구분할 수 있으 며,그림 3. 2에서 i 개 구간으로 나눌 수도 있다. ap 의 동작 파형으로 8 DTs 기간은 주 스위치가 턴 온 되어 입력 인덕터에 에너지가 저장되 는 구간이며,이 구간에서 저장된 에너지는 나머지 구간에서 스위치들의 온/ 오프 동작에 따라 3상 변압기와 3상 정류기를 거쳐 출력 측 부하로 에너지가 전달된다.

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그림 3. 2에서 주 스위치의 게이트구동 파형인 vG1 ∼ vG3를 기준으로 이 컨버터의 동작 모드를 분석해 보면 크게 3구간으로 구분된다. 3개의 주 스위치 모두 또는 2개가 온이 되는 상태가 반복되어 듀티비 가 1/ 3및 2/ 3인 지점에서 3개 동작모드 구간으로 구분 된다. 3. 1. 21kW급 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시뮬레이션 부스트 컨버터 기본사양은 표 3. 1의 파라미터에 정리하였다.앞에서 설 명한 컨버터 동작방법과 표 3. 1의 파라미터를 적용하여 Ps i m을 이용한 시뮬레이션을 수행였고 그림 3. 3은 그 결과이다.그림 3. 3은 저전압측 A 상에 해당하는 A, B상잔 전압 ( Vab) ,저압측 A 상 전류 ( i ,클램프 스위 a) 치 전류 ( i 를 나타낸다.클램프 스위치 전류 ( i 파형을 통해 ZVS 동 Sc 1) Sc 1) 작이 이루어짐을 알 수 있다.B상과 C상 역시 A상과 120°위상차만 있 을뿐 동작과 파형은 A상과 같다. 표 3. 1부스트 컨버터 파라미터 Ci r c ui te l e me nt Boos tI nduc t anc eL1 ∼ L3 ( uH)

Val ue 250

Le akageI nduc t anc eLlk ( uH)

Tr ansf or merMagne t i z i ngI nduc t anc eLm ( mH)

Tr ansf or merTur nsRat i on( =N2/ N1)

Swi t c hi ngPe r i odTS ( mS)

Dut yRat i oD

0. 68

LoadRe s i s t anceRL ( Ω)

136. 9

I nputVol t ageVi ( V)

Out putVol t ageVo ( V)

370

Out putPowe rPo ( W)

1, 000

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그림 3. 3부스트 컨버터시뮬레이션 결과파형.저압측 A, B 상간전압 ( Vab) ,저압측 A 상 전류( i ,클램프 스위치 전류 ( i . a) Sc 1) 3. 1. 31kW급 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시작품 구현 1.PWM 스위칭 신호 생성 과정 그림 3. 4는 3상 인터리브드 부스트 컨버터에 적용되는 스위칭 신호 생 성 과정을 나타낸 블록다이어 그램이다.본 컨버터는 주 스위치와 보조 스위치를 포함하여 총 6개의 스위칭 신호가 필요로 하며 이는 DSP와 FPGA를 사용하여 만들어 주게 된다.DSP에서 발생한 PWM 신호를 FPGA에 의해 3상에 적합하도록 서로 120° 씩 상 이동하여 하였으며 MOSFET 스위칭 동작시 영전압 스위칭(ZVS )동작에 따른 손실 감소 효과를 얻기 위해

de adt i me 을

각각의 6개의 스위칭 신호에 적용하여

스위칭 신호를 구현하였다.시작품 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 PCB 구성은 그림 3. 4의 스위칭 신호의 생성 과정을 고려하여 제작하였 다.

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그림 3. 43상 인터리브드 부스트 컨버터의 스위칭 신호 생성 과정 2.3상 인터리브드 부스트 컨버터 시작품 제작

그림 3. 51kW급 3상 인터리브드 부스트 컨버터 시작품

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3. 1. 43상 인터리브드 부스트 컨버터 실험

1.3상 인터리브드 부스트 컨버터 실험세트 구성

그림 3. 63상 인터리브드 부스트 컨버터 실험세트 블록다이어 그램 그림 3. 6는 본 실험세트의 블록다이어그램을 나타낸다.컨버터 입력에 공급하는 전원은 연료전지의 낮은 전압 출력특성을 때문에 1kW 정도 의 부하에서도 비교적 큰 전류가 필요하므로 컨버터 실험기준 전압 DC 26V에서 DC 60A의 전류를 출력할 수 있는 dc 전원장치( SM70-22, DELTA ELEKTRONI KA) 를 사용하였다.컨버터를 낮은 부하로부터 1 kW까지의 부하 범위에서 정확한 실험 측정을 위해 두 개의 채널에서 입· 출력 전압,전류 및 전력 측정이 가능함과 동시에 효율 계산 기능을 갖춘 파워메터( WT230,YOKOGAWA) 를 선정하였다. 실험 조건은 컨버터를 25kHz 의 스위칭 주파수로 구동하고 입력전압과 출력전압을 각각 DC 26V 및 DC 370V 로 일정하게 유지하는 조건에 서 부하용량을 100 W부터 1 kW 까지 변화시키며 각 부문의 파형 및 입-출력 효율을 측정하였고 그 결과를 분석하였다.

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2.3상 인터리브드 부스트 컨버터 실험결과

그림 3. 7컨버터 3상 출력전류 i c h1) ,i ch2)및 i c h3) . a( b( c( ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW) 그림 3. 7은 부하용량 1kW에서의 컨버터 3상 출력전류 파형을 나타낸 다.3개의 출력전류가 서로 120°위상차를 가지고 전형적인 3상 출력을 보여 주고 있다.실험 조건은 입력 전압 DC 26V,출력전압 DC 370V 기 준으로 실험한 파형이고 이 때의 듀티는 0. 68이다. 그림 3. 8은 그림 3. 7과 같은 조건에서 측정한 파형이다.A상의 선전류 i a를 기준으로 A상과 연관된 출력 선간전압과 클램프 전류 파형으로부터 3상 동작에서 한 상이 정확한 동작하는 것을 알 수 있다.

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그림 3. 8고압측 출력전압 vab ( c h1) ,선전류 i c h2)및 클램프 전류 a( i c h3) .( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW) Sc 1(

그림 3. 9 인터리브드 방식이 적용된 컨버터 입력전류 i c h1)와 i( 3상 입력 인덕터 전류 i c h2) ,i c h3) ,i c h4) . L1 ( L2 ( L3 ( ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW)

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그림 3. 9는 입력단의 삼상 부스트 인덕터 L1,L2 및 L3 각각을 통하여 흐르는 전류 i 의 파형을 L1,i L2 및 i L3과 인터리브드된 컨버터 입력 전류 i i 보여 준다.인터리브드된 입력 전류 i 는 컨버터 스위칭 주파수에 대하여 i 3배의 리플 주파수를 갖고 리플 전류 값의 크기가 줄어든 전형적인 인 터리브드 동작의 결과를 보여 준다.

그림 3. 10주 스위치 S1 ZVS 턴온 파형 .vGS1 ( c h1) ,i c h3) . S1 ( ( D=0. 68, Vi=26V, Vo=370V,Po=1kW) 그림 3. 10은 컨버터의 주 스위치 S1 의 ZVS 턴 온 파형을 보여 준다. 이 파형에서 S1 에 턴 온 게이트 신호가 인가되기 전에 스위치의 역병렬 다이오드가 도통되어 스위치 양단의 전압이 영 전압으로 유지되고 있음 을 확인할 수 있다.

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그림 3. 113상 인터리브드 부스트 컨버터의 각 부하별 효율. 그림 3. 11은 그래프는 0. 1∼ 1kW의 부하 범위에서 컨버터의 입-출력 효율측정 결과를 보여준다.이 그래프에서 시작품 컨버터는 전체적으로 약 95% 이상의 효율로 작동함을 보이며,이는 인터리브드 방식의 채용 과 정상상태에서의 전류 연속모드 및 ZVS 동작으로 인한 손실감소의 결과이다. 3. 1. 53상 인터리브드 부스트 컨버터 전압전달비 분석 변압기의 1차측 선전류 중 하나인 i ap에 대해 유도된 식과 능동클램프 중 하나에 흐르는 전류인 i 상 인터리브드 Sc 1에 대해 유도된 식을 통해 3 부스트 컨버터의 전압전달비 식을 유도할 수 있다.표 3. 2는 듀티비 0∼ 1/ 3,1/ 3∼ 2/ 3,2/ 3∼ 1등 3개 구간에 대하여 정리한 것이다. 그림 3. 12는 듀티비의 3개 구간별로 듀티비 변화에 따른 전압전달비 의 변화 그래프를 보여 준다.표 3. 2의 각 듀티 구간별 계산된 값과 이상 적인 부스트 컨버터의 전압 전달비 그래프를 함께 표시하였다.

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표 3. 23상 인터리브드 부스트 컨버터 전압전달비

듀티비 ( D)

전압전달비 ( VTR) 2

0∼ 1/ 3

1/ 3∼ 2/ 3

Vo = Vi

æ D 2Ts ö D 2Ts 4 D 2Ts ÷÷ + + çç nLlk 3hR L Llk è nLlk ø 2(1 - D ) 3hRL

æ 2 æ 3n 2 Llk ç 3n Llk + çç n×çç hRLTs è hRLTs Vo = è 2(1 - D ) Vi

2 ö ö ÷÷ + 4 ÷÷ ÷ ø ø

2/ 3∼ 1

Vo = Vi

1- D 4 Llk æ1- D ö + ç ÷ + n è n ø 3hRLTs 2 Llk 3hRLTs

그림 3. 12 듀티비 변화에 따른 전압전달비 그래프

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3. 2벅 모드 양방향 컨버터는 벅 모드에서 3상 하이브리지정류회로를 채용하여 부 스트 모드 회로를 변경하지 않아도 효과적으로 동작할 수 있는 구조이다 [ 12] [ 13] .이 정류회로는 3개의 정류다이오드와 3개의 인덕터로 이루어져 있으나 3개의 인덕터에 의한 인터리브드 동작으로 배터리 충전전류의 리 플크기는 작아진다[ 15] .그림 3. 13는 벅 모드로 동작 시 양뱡향 컨버터의 등가회로를 나타낸다.이 등가회로에서 dc -링크는 Vdc로,3개의 벅 인덕 터 L1 ∼ L3은 컨버터의 동작 큰 인덕턴스 값을 가지므로 동일한 전류크 기를 갖는 3개의 I L1 ∼ I L3으로 대체할 수 있다.벅 인덕터의 인덕턴스 및 등가전류원의 관계식을 각각 다음 수식으로 정리할 수 있다.

             

( 3. 16)

( 3. 17)

컨버터는 그림 3. 13와 같이 △-△ 방식으로 결선된 3상 고주파 변압기 를 포함하고 있다.이 그림에서 전류 i a pL은 변압기 저전압측 A 상의 권 선전류( 상전류) 를,전류 i 상 하이브리지 정류기 입력 A 상의 선전 a L은 3 류를 나타낸다.변압기 저전압측 A 상에 표시된 변압기의 등가 누설인덕 턴스 Llka에 흐르는 전류는 i l ka로 나타내었다.변압기 저전압측의 나머지 두 상에 관련된 상전류 및 선전류들도 같은 방식으로 i =i ,i = bpL( l kb) c pL( i ) ,i . 14에서 변압기 저전압측 l kc bL,그리고 i c L로 각각 나타내었다.그림 3 A 상 권선의 양단전압으로 표시된 vabL은 변압기 고전압 측 A 상 권선 의 양단에 인가된 선간전압 vabH가 저전압 측 변압기 턴 비에 의해 변압 되어 나타난 전압이며 그 관계는 수식 3. 18과 같다.

    

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( 3. 18)

다른 상간전압도 수식 3. 18과 같은 방법으로 나타낼 수 있다.

그림 3. 13벅 모드 시 3상 양방향 dc -dc컨버터 등가회로

그림 3. 14는 본 컨버터 벅 모드 시 회로를 간략하게 나타낸 것이다.

그림 3. 143상 인터리브드 벅 컨버터 등가회로

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3. 2. 1벅 모드 PWM 동작 방법 그림 3. 15는 PWM 파형의 듀티비가 1/ 3< D < 2/ 3인 경우의 컨버터 각 부 파형을 보여준다.변압기 저전압측 각 상의 출력 선전류 i aL ∼ i =i ) 과 주스위치 T1,T3 및 T5 각각의 게 c L,선전류 i apL ∼ i c pL( l ka ∼ i l kc 이트 구동신호인 vGT1,vGT3 및 vGT5 등에 파형을 나타낸 것이다.컨버터 I GBT 주스위치 T4,T6 및 T2의 게이트 신호는 T1,T3 및 T5의 각 게이 트 신호와 대한 반전 신호이므로 생략한다.전압 vabH ∼ vcaH 는 고전압 측 각 상의 선간전압을,전압 vaL ∼ vcL은 3상 하이브리지정류기 입력 각 상의 전위를 나타낸다.그림 3. 15에서 한 주기( TS)동안 컨버터 내의 전압 또는 전류파형은 각각 9개의 동작 구간으로 나눌 수 있다.

그림 3. 15벅 모드 시 컨버터의 주요 전압 및 전류 파형

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3. 2. 21kW급 3상 인터리브드 벅 모드 시뮬레이션 벅 모드시 기본사양은 표 3. 3의 파라미터에 정리하였다.부스트 컨버터 회로를 사용하기 때문에 사양은 변화가 없다.앞에서 벅 모드 시 컨버터 동작방법과 표 3. 3의 파라미터를 적용하여 Psi m을 이용한 시뮬레이션을 수행하였다.그림 3. 16은 벅 모드시 시뮬레이션 결과 파형을 나타내다. 그림 3. 16에서 고전압 측 A상에 해당하는 A,B상간 전압 ( VabH) ,고전압 측 A 상 전류 ( i ,고전압 측 컨버터의 상위 주 스위치에 흐르는 T1의 a H) 컬렉터( c ol l e c t or ) 전류 ( i )파형을 나타낸다.스위치에 흐르는 전류를 통 T1 해 ZVS 동작을 하는 것을 알 수 있다.B상과 C상 역시 A상과 120°위 상차만 있을 뿐 동작과 파형은 A상과 같다. 표 3. 3벅 모드 시 컨버터 파라미터

Ci r c ui tel e me nt

Val ue

Le akageI nduc t anceLlk i n( μH)

Swi t c hi ngPe r i odTS i n( μs )

Dut yRat i oD

0. 54

Tr ansf or me rTur nsRat i on( =NH/NL)

Dc-l i nkVol t ageVdc i n( V)

370

Bat t e r yVol t ageVB i n( V)

LoadRes i s t anc eRL i n( Ω)

1. 764

Out putPowe rP i n( W)

1, 000

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그림 3. 16벅 모드 시뮬레이션 결과파형.고압측 A, B 상간전압 ( VabH) , 저압측 A 상 전류( i ,상단 주 스위치 전류 ( i . aH) T1) 3. 2. 31kW급 3상 인터리브드 양방향 컨버터 시작품 구현 1.벅 모드 PWM 스위칭 신호 생성 과정 그림 3. 17는 3상 인터리브드 벅 컨버터에 적용되는 스위칭 신호 생성 과정을 나타낸 블록다이어 그램이다.벅 컨버터는 주 스위치 6개의 스위 칭 신호가 필요로 한다.부스트 컨버터 스위칭 신호 생성 과정과 동일하 게 DSP와 FPGA를 사용하여 만들어 주게 되며,스위칭 신호 생성 과정 과 또한 동일하다.DSP에서 발생한 PWM 신호를 FPGA에 의해 3

상에 적합하도록 서로 120도씩 상 이동하여 하였으며 I GBT 스위 칭 동작시 ZVS ( z e r ovol t ageswi t c hi ng)동작에 따른 손실 감소 효과를 얻기 위해

deadt i me 을

각각의 6개의 스위칭 신호에 적용하여 스위칭

신호를 구현하였다.시작품 3상 인터리브드 부스트 컨버터의 PCB 구성 은 그림 3. 17의 스위칭 신호의 생성 과정을 고려하여 제작하였다.

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그림 3. 173상 인터리브드 벅 모드 시 스위칭 신호 생성 과정 2.3상 인터리브드 양방향 컨버터 시작품 제작 그림 3. 18은 부스트 컨버터 PCB 보드와 벅 컨버터 PCB 보드를 이용하 여 직접 제작한 1kW 급 3상 인터리브드 양방향 컨버터이다.시작품컨 버터는 PWM 신호발생용 DSP ( TMS320F2808) 와 FPGA ( EPM7128)보 드,게이트구동회로 및 전력회로로 구성되어 있다.컨버터의 전력회로는 △-△ 결선된 3상 고주파변압기를 중심으로 저전압측과 고전압측으로 구분된다.저전압측 구성은 다음과 같다.부스트모드에서 입력 부스트인 덕터 3개,MOSFET ( I RFB4227)주스위치 3개 및 능동클램프스위치 3개 그리고 공통 클램프커패시터가 3상 부스트 컨버터를 구성하고,벅모드에 서는 다이오드정류기( MOSFET 내장 역병렬다이오드 및 외부 쇼트키다 이오드)3개와 출력 벅인덕터 3개가 하이브리지정류회로를 구성한다.고 전압측 구성은 다음과 같다.벅모드에서 I GBT ( I XGH 30N60C2D1)주스 위치 6개가 3상 풀브리지 컨버터로 동작하고,부스트 모드에서는 다이오 드정류기( I GBT 내장 역병렬다이오드)6개가 3상 풀브리지 정류기로 동 작한다.벅모드 동작은 dc -l i nk단의 전압을 입력으로 하며,낮은 전압으 로 변환한다.

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그림 3. 181kW급 3상 인터리브드 양방향 컨버터 3. 2. 43상 인터리브드 양방향 컨버터 벅모드 실험 그림 3. 19 과 3. 20은 부하용량 500W에서 측정한 파형이다.A, B 상전 압,A상 전류,상단 스위치 파형을 통해 500W에서 연속동작모드로 안정 적으로 동작하는 것을 확인할 수 있다.그림 3. 21과 그림 3. 22는 1kW 부하에서 벅 모드 동작시 측정된 상 ·하단 스위치의 ZVS t ur n-on파형 을 나타낸다.그림 3. 21는 상단 스위치 T1에 게이트 신호가 인가되기 전 역병렬 다이오드가 도통되어 스위치 양단전압이 영인 상태에서 정상적인 ZVS 동작이 이류어지고 있음을 보여준다.하단 스위치 T4 역시 정상적 인 ZVS 동작을 그림 3. 22를 통하여 확인할 수 있다. 그림 3. 23은 표 3. 3과 같은 조건에서 주 스위치 T1의 게이트 전압과 변압기 저전압 측 A상의 상전류 및 선전류 파형을 보여준다.컨버터 동 작 시 흐르는 전류는 연속 도통모드로 흐르고 있음을 알 수있다.그림 3. 24는 각 상의 벅 인덕터에 흐르는 전류파형이다.상간 120°차이를 갖 고 정상적인 동작함을 나타낸다.

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그림 3. 19A, B 상간 전압,A 상 전류,상단 스위치 T1 전류 vabH( Ch1) ,i Ch2) ,i Ch4),P :500W aH( T1(

그림 3. 20변압기 고전압 측 A 상 전류 i Ch1) ,상단 스위치 T1 전류 apH( i Ch2) , P :500W T1(

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그림 3. 21벅모드 시 상단 스위치 T1의 ZVS t ur n-on파형, vG1( Ch1) ,i Ch2) ,P :1kW 1(

그림 3. 22벅모드 시 하단 스위치 T4의 ZVS t ur n-on파형, vG4( Ch1) ,i Ch2) ,P :1kW 4(

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그림 3. 23벅 모드시 스위치 T1의 게이트 전압 vG1 ( Ch1) ,A상 고전압 측 상전류 i Ch2)및 저전압 측 선전류 i Ch4)파형. a pH ( apL (

그림 3. 24벅 모드시 각 상의 벅인덕터 전류 파형

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그림 3. 25벅 모드시 각 부하별 효율 그림 3. 25는 벅 모드로 동작 시 부하용량 100W에서 1kW로 변화함 에 따른 컨버터 전체효율을 나타낸 그래프이다.전체적으로 95% 이상의 높은 효율로 동작하고 있음을 확인할 수 있다. 컨버터가 전반적으로 높은 효율로 동작하고 있는 것은 컨버터 각 부분 을 흐르는 전류가 연속도통모드이고 입력 또는 출력 인덕터로 동작하는 3개의 벅인덕터에 의한 인터리브드 동작에 의한 리플감소와 더불어 모든 주스위치 ZVS 동작에 의한 컨버터 전체적인 스위칭손실 저감 등의 결 과이다. 3. 2. 53상 인터리브드 양방향 컨버터 벅모드 전압 전달비 각 동작모드의 구간별로 변화하며 하나의 벅 인덕터 양단에 인가되는 전압을 주기 적분한 값이 0이 되도록 놓고 수식을 풀어 배터리전압 VB 를 dc -링크 전압 Vdc로 나눈 형태로 정리하면 컨버터의 벅모드 동작에서 입-출력 간 전압 전달비를 유도할 수 있으며 다음 수식과 같이 듀티비 0∼ 1/ 3,1/ 3∼ 2/ 3, 2개 구간에 대한 각각 다른 식으로 정리할 수 있 다.

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  

  

  

       

( 3. 38)

( 3. 39)

                   

( 3. 40)

벅 모드에서 듀티비가 D > 0. 67인 구간에서는 듀티비가 증가함에 따 라 전압전달비가 줄어드는 특성을 가지므로 이 구간을 사용하지 않는다. 그림 3. 26은 벅 모드시 듀티비 변화에 따른 전압전달비의 변화 그래프 를 보여 준다.

그림 3. 26듀티비 변화에 따른 전압 전달비 그래프

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제 4장 3kW급 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터 설계

4. 13kW급 컨버터 설계 개요 최근 배터리에 대한 연구가 활발히 이루어지면서 이를 이용한 시스템 및 적용 분야가 넓어지면서 높은 대용량의 전력변환 장치가 필요하게 되 었다.이에 따라 기존 1kW급 3상 인터리브드 양방향 컨버터는 용량의 한계점이 나타나 보다 높은 용량의 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버 터를 설계 및 제작 하게 되었다.컨버터 기본구조로써 대용량에 적합한 3상이므로 대용량 전력변환에 적합한 토플로지이다.따라서 기존 1kW급 3상 인터리브드 양방향 컨버터의 장점인 구성 및 동작은 동일하며,용량 증대에 따른 메인 PCB, 인덕터 및 변압기를 설계 하였다.

4. 2PCB 설계 컨버터의 용량 증대에 따라 PCB를 새로 설계 및 제작 하였다.양방향 컨버터는 각 부별로 총 3개의 PCB로 나누었으며,메인 PCB 와 Boos t 파워부,Buc k파워부로 나누어진다.메인 PCB는 기존에 분리되었던 벅/ 부스트 모드 PCB를 하나로 통합하였다.스위칭 신호 생성을 위한 프로 세서 DSP2808 와 FPGA 그리고 게이트 드라이버로 구성되며,각각의 게이트 드라이버는 절연을 위해 분리하여 설계하엿다.용량증대에 따라 Boos t파워부 및 Buc k 파워부를 분리하였으며,스위치 MOSFET 및 I GBT에 대한 스위치 보호를 위해 게이트 회로를 보강하여 적용하였다. 또한 용량 증대에 따른 손실 및 스위치 용량을 고려하여 스위치 개수를 추가로 구성할 수 있도록 설계하였다.그림 4. 1,그림 4. 2,그림 4. 3은 각 각 직접 설계한 메인 PCB,Boost파워부,Buc k파워부를 나타낸다.

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그림 4. 13kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -제어부

그림 4. 23kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -Boos t파워부

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그림 4. 33kW급 인터리브드 양방향 컨버터 -Buc k파워부

4. 3입력 인덕터 설계 3상 인터리브드 양방향 컨버터 구조는 저압측 입력단에 각 상의 인덕 터로 구성된다.3kW로 컨버터의 용량 증가에 따라 입력전류 증가에 따 른 입력 인덕터는 인덕터에 흐르는 전류 양과 컨버터 효율에 영향을 끼 치는 입력전류 리플을 고려해서 입력 인덕터를 설계해야 한다. 3상 인터리브드 방식에 의한 전류 및 컨버터 동작파형을 그림 4. 4에 나타내었다.그림 4. 4는 본 컨버터의 인터리브드 방식에 의한 입력전류 ( I I 20°위상차 d)및 각 상의 인덕터 전류( Ln)파형을 나타낸다.각 상당 1 를 가지고 스위칭을 하며 이에 따라 각 상의 인덕터에 흐르는 전류 역시 120°위상차를 가질 뿐 동작 방법에 따른 파형과 값은 같다.각 상의 인 덕터에 흐르는 전류( I 는 수식 4. 1과 같이 컨버터의 입력전류( I 를 총 Ln) d) 상수( N) 로 나눈 전류 값이다.본 컨버터는 3상이므로 N은 3이 된다.  Ln   

( 4. 1)

각 상의 인덕터에 흐르는 전류의 동작 방법에 따른 파형 및 값은 서로 같으므로 기울기 또한 같다.따라서 다음 수식에 의해 인덕터 Ln 의 기 울기를 나타낼 수 있다.

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                     ′

( 4. 2)

( 4. 3)

수식 4. 2는 각 상의 인덕터 전류의 상승 기울기를,수식 4. 3은 각 상의 인덕터 전류의 하강 기울기를 나타낸다.즉,그림 4. 4의 인덕터 L2를 한 예로 설명하면 상승 기울기는 주 스위치 VGS2의 턴 온 동작에 의해 I L2 가 양의 기울기를 갖는 t 1∼ t 4 구간을 의미한다.반대로,하강 기울기는 주 스위치 VGS2의 턴 오프 동작에 의해 I L2는 음의 기울기를 갖는 t 4∼ t 7 구간을 의미한다.

그림 4. 43상 인터리브드 방식의 이상적 전류파형

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한 주기 동안 입력 인덕터( Ln) 의 최대값( i ) 과 최소값( i ) 은 수 Ln( max ) Ln( mi n) 식 4. 4과 수식 4. 5를 통해 알 수 있다. ∆ Ln      Ln m in   Ln           

( 4. 4)

∆Ln     Ln m ax   Ln           

( 4. 5)

입력 인덕터( L1) 의 최대값( i ) 과 최소값( i )차이는 수식 4. 6와 L1 ( ma x) L1( mi n) 같다.    ∆ Ln   Ln  m ax    Ln  m in    

( 4. 6)

입력 인덕터 전류 ( I 의 평균값은 수식 4. 6과 같다. Ln)    Ln         

( 4. 7)

여기서 η는 컨버터 효율을 나타낸다. 위 수식에 의해 정의된 각 상의 인덕터 전류는 서로 상쇄되어 그림 4. 4에서와 같은 컨버터의 입력전류( I 로 나타난다.컨버터의 입력전류 d) ( I I 의 합이며,수식 4. 8과 같이 d)값은 각 상의 인덕터에 흐르는 전류( Ln) 표현된다. 

 





( 4. 8)

입력전류의 리플크기는 1/N 배로 감소한다.또한 그 주기는 수식 4. 9 로 나타낼 수 있으며,입력전류의 리플 주파수는 인덕터 전류의 N배 크 기로 증가한다.     

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( 4. 9)

그림 4. 4에서 컨버터 입력전류( I 의 한 주기인 d)

구간을 해석하면 다

음과 같다.dτ 구간 동안의 컨버터 입력전류( I 의 기울기는 수식 4. 10과 d) 같이 나타낼 수 있다.

 Ln   Ln           ∙        

( 4. 10)

수식 4. 10에서 NON,NOFF는 입력전류( I 의 주기 dτ 구간 동안에 각각 d) ON,OFF 상태인 주 스위치 개수를 의미한다[ 17] .dτ 구간 동안 3개의 주 스위치가 동시에 턴 온· 오프 될 수 없으므로 주 스위치 총 개수( N) 는 수식 4. 10로 정의된다.           

( 4. 10)

수식 4. 10에 수식 4. 2와 수식 4. 3을 대입하여 정리하면 다음과 같다.            ∙  ′   

      

( 4. 11)

( 4. 12)

다시,수식 4. 11에 수식 4. 12를 대입하여 정리하면 수식 4. 13과 같고

구간에서 컨버터 입력전류( I 의 리플크기는 수식 4. 14로 나타낼 수 있 d) 다.   ′  ∙    ′   

( 4. 13)

  ′  ∆     ′

( 4. 14)



여기서,N=상의수,   ,′     이다. 

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수식 4. 14로 부터 듀티비( Dut yr at i o) 에 의해 구분된 각각의 컨버터 동 작 구간을 수식으로 정리하면 다음과 같다.                             ∆        ′

( 4. 15)

                           ( ∆      4. 16)   ′                            ∆        ′

( 4. 17)

본 컨버터는 0. 34< D < 0. 66구간에서 동작하므로 수식 4. 16에 의해 220uH의 입력 인덕터를 설계하였다.

4. 4누설 인덕터 설계 그림 4. 5는 스위칭 한 주기 동안의 저압측 A상 이상적 파형을 나타낸 다.누설 인덕터( Le akage I nduc t anc e ) 는 주 스위치와 클램프 스위치의 ZVS 턴온 동작을 고려해서 설계해야 한다.주 스위치 전류 ( i 와 클램 S1 ) 프 스위치 전류( i ) 의 파형을 보면 스위치 턴 온시 영 전류 이하의 값 Sc 1 이 되면서 스위치가 ZVS( Ze r oVol t ageSwi t c hi ng)동작을 한다.이때의 ZVS 동작은 누설 인덕터에 관계가 있으며,그 원리는 다음과 같다. 스위칭 동작 시 스위치 양단전압에 의해 스위치의 출력 캐패시터에 충 전된 전압에 의해 에너지가 발생하게 된다.이 에너지는 누설 인덕터 ( Llk) 에 스위치의 ZVS 전류가 흘러 발생된 에너지에 의해 방전하게 된 다.따라서 누설 인덕터에서 발생된 에너지는 스위치 출력 캐패시터에서 발생된 에너지 보다 큰 값을 가져야 한다. 먼저 위 이상적 파형에서 나타난 클램프 스위치 SC1의 동작이 이루어 지려면 클램프 스위치의 ZVS 전류와 다음 수식에 만족해야 한다.

- 59 -

     ∙       ∙       

( 4. 18)

                

( 4. 19)

위 수식에서 CSS는

주 스위치 S1과 클램프 스위치 Sc1의 출력 캐패시

턴스( Out putCapaci t anc e ) 를 합한 값이다. 주 스위치 ZVS 역시 클램프 스위치와 같은 원리로 고려되어야 하며, 수식은 다음과 같다.       ∙     ∙    ∙         

( 4. 20)

그림 4. 5스위칭 한주기 동안의 저압측 A상 이상적 전류 파형

- 60 -

그림 4. 6출력 전력에 따른 누설 인덕턴스 그래프 그림 4. 6은 위 수식을 통해 얻은 값을 그래프로 나타낸 것이다.따라서 누설 인덕터는 8uH로 설계 및 제작 하였다.

4. 53kW 변압기 설계 3kW 정격의 컨버터는 3개의 단상 변압기가 필요하다.따라서 변압기 한상당 1kW 정도의 용량을 가져야 한다.이를 위해 컨버터 입력전압 인 배터리 출력 젼압 변화를 고려하여 변압기 설계를 하였다. 본 컨버터는 3kW 정격이며,입력은 12V 정격의 배터리 4개를 직력연 결 하였으며,출력전압 400V로 승압한다.그러나 배터리 출력전압이 40. 8V ~ 55. 2V로 변화하는 특성으로 인해 정확한 출력을 얻기 못하는 문제점이 있다.따라서 배터리의 출력전압 변화를 고려하여 부하용량 3kW에서 안정정인 승압이 이루어지는 변압기를 설계하여야 한다. 단상 변압기 설계를 위해 한상의 변압기에 인가되는 전압,전류의 동 작특성을 확인해야 하며,그림 3. 30의 한 상에 대한 동작 파형을 참조하 여 설계하였다.주 스위치 S1의 게이트 신호 VGS1 한 주기( TS) 를 기준으 로 A상 변압기 1차측에 인가되는 상전압 vab ,상전류 i ap ,선전류 i a나 타낸 것이다.

- 61 -

4. 5. 1컨버터 동작 조건 배터리 한 개의 출력전압 변화 특성( 10. 2V ∼ 13. 8V) 에 따라 입력전압 은 최소 전압인 40. 8V,정격전압인 48V,최고 전압인 55. 2V 로 구분하였 다.다음 표는 출력 전력 3kW 시 컨버터 동작 조건을 나타낸다. 표 4. 1출력 전력 3kW 시 컨버터 동작 조건 Vin

Vout

40.8 48 55.2

400

Llk

( N2/ N1)

( uH)

( Ω)

( us)

3.8

53.33

( W) ( 효율)

3,000

0.95

컨버터는 25kHZ로 동작하며,각각의 낮은 입력전압을 출력전압 400V 로 승압한다.이때 턴비 n(N2/ N1 ) 은 3. 8이다.Llk( Le akageI nduc t anc e ) 는 8uH 이며,출력전력 3kW 일 때 부하는 53. 33Ω 이다. 4. 5. 2단상 변압기에 인가된 전압,전류 파형 단상 변압기 설계를 위해 변압기 한상에 인가되는 전압,전류의 동작 특성을 확인해야 한다.그림 4. 7은 주 스위치 S1의 게이트 신호 VGS1 한 주기 TS를 기준으로 A상 변압기 1차측에 인가되는 상전압 vab ,상전류 i b 이며, ap ,선전류 i a 나타낸 것이다.단상 변압기에 인가된 전압은 Va 이때의 쇄교 자속 및 시간을 분석하여 컨버터의 동작 주파수인 25㎑에 맞게 설계하였다.각각의 B,C상은 120°위상차만 있을 뿐 동작은 같다. 따라서 단상에 대한 컨버터 동작 특성을 분석하여 설계하였으며 3대의 단상 변압기를 제작하였다.

- 62 -

그림 4. 7A상 변압기 1차측 상전압 vab ,상전류 i a p ,선전류 i a 파형 1.maxi um dut yr at i o 본 컨버터는 Dut y( D) 에 따라 세 구간으로 동작한다.D<0. 33 구간, 0. 33< D < 0. 67구간과 0. 67< D 구간이다.이 구간 중에서 0. 33< D < 0. 67의 구간에서 이상적인 부스트컨버터의 전압전달비( VTR :Vol t age Tr ansf e rRat i o)특성과 거의 유사하게 동작한다. 0. 33< D < 0. 67구간 에서의 전압 전달비 수식은 다음과 같다.                ∙         ∙     



- 63 -

( 4. 21)

  

여기서,   이다.   



0. 33< D < 0. 67구간에서의 VTR 수식을 정리하면 각각의 입력전압에 대한 출력 부하 3kW에 해당하는 듀티비( Dut yr at i o) 를 유도 할 수 있다. Dut y에 대한 수식은 다음과 같다.         ∙       ∙    



( 4. 22)

표 4. 2는 수식 4. 22에 의해 계산된 Dut y 값과 psi m 시뮬레이션 통한 Dut y 값을 나타낸다.수식을 통한 계산된 Dut y 값은 시뮬레이션 Dut y 값과 거의 유사하다는 것을 알 수 있다. 표 4. 2입력 전압에 따른 계산 및 시뮬레이션에서의 듀티 값

Vin

계산값 (D)

시뮬레이션 값(D)

0.644

0.654

0.581

0.586

0.519

0.524

40.8 48

0.057

55.2

2.λ1 (쇄교자속 ) 변압기 1차측 양단에 걸린 전압은 클램프 전압 (Vc ) 과 같고,수식 4. 23과 같이 정의된다.         

( 4. 23)

변압기 1차측에 인가된 전압 vab과 시간( 1-D) TS 에 의해 λ를 나타낼 수 있으며 다음과 같다.

- 64 -

 

    ∙     



( 4. 24)



본 컨버터의 동작파형을 확인하면 ( 1-D) TS 구간 중 변압기 1차측에 전압이 걸리지 않는 시간(D1TS ) 이 존재한다는 것을 알 수 있다.따라 서 이 시간(D1TS ) 을 제외한 시간,즉 변압기 1차측에 전압이 인가된 실질적인 시간( 1-D-D1) TS 을 적용해야 한다. D1TS 에 대한 수식은 다음과 같다.           ∙  

( 4. 25)

수식4. 25를 수식 4. 24에 대입해 정리하면 다음과 같다.

 

    ∙       







( 4. 26)

다음 표는 출력전력 3kW 일 때 수식 4. 6에 대한 각각의 값을 나타낸 다.입력전압 차이에 따른 Dut y 변화만 있을 뿐 변압기 1차측에 인가된 쇄교자속( λ1) 은 일정하다는 것을 알 수 있다.시뮬레이션으로도 역시 같 은 값을 얻었다.

표 4. 33kW 부하 용량 시 입력 전압에 따른 쇄교자속 값

Vin 40.8 48 55.2

Vc 114.647 114.647 114.647

D1 0.0225 0.0853 0.1481

(1-D-D1)TS [usec] 13.33 13.33 13.33

- 65 -

λ1 (u V-sec) 1528.63 1528.63 1528.63

4. 5. 3변압기 Cor e선정 변압기 Cor e는 I SU CERAMI CS 사에서 제작한 PM5 재질의 EE 707091C를 선정하였으며,사양은 다음과 같다. 표 4. 4Cor eEE 7091C 기본사양

Effective length (Le)

203.7 mm

Effective volume (Ve)

157.3 cm3

Effective area (Ae)

772.3 mm2

Permeance factor (c)

4.76 nH

표 4. 5Cor eEE 7091C 세부사양

Dat a Val ues

I nduct ancef act or ( AL) 8620nH ± 25%

Fr equency Peak f l ux densi t y

Powerl oss( PL) < 23. 6W

25㎑ 2000Gauss

4. 5. 4 턴수 결정 변압기 1차측 턴수( N1) 는 다음 수식에 의해 유도된다.      ∙  ∆  

( 4. 27)

∆B는 자속의 변화량 ( 0t oBmax) ,Ac는 코어 단면적을 나타낸다. 2

설계한 코어의 ∆B 자속 변화량은 0. 2T ,AC는 7. 723c m 이다.수식 4. 27 에 의해 N1은 4. 95턴이 되므로 5턴을 주었다.따라서 N2는 턴 비에 의 해 19턴으로 정했다.

- 66 -

4. 5. 5Wi r esel ect i on 설계한 변압기 1차측 권선은 0. 3Φ 200가닥,2차측 권선은 0. 2Φ 144가 닥으로 제작 되었으며 수식을 통해 유효성을 확인하였다. 1, 2차측 권선은 수식 4. 28과 수식 4. 29에 의한 값보다 작거나 같은 구리 단면적을 갖는 선을 선택한다.       ≤  

( 4. 28)

      ≤  

( 4. 29)

위 수식 에서 α는 권선에 할당된 코어 창 부분,Aw는 선 단면적,Ku는 코어 창 이용률,Wa는 코어 창 면적을 나타낸다.본 변압기의 Ku의 값 은 0. 4이다. 1차,2차 권선의 코어 창 할당 부분 α를 구하면 다음과 같다.              

( 4. 30)

        

( 4. 31)

수식 4. 28에 만족하기 위해 1차 권선의 단면적 Aw1a 을 구하면 다음과 같다.     ×  ×    ≤           ( 4. 32)  

실제 제작된 변압기 1차측 권선의 단면적 Aw1a를 구하면 다음과 같다.

- 67 -

     ∙  ∙    

( 4. 33)

실제 1차측 권선의 단면적 값 Aw1는 수식에 의해 구한 값 Aw1a 값보다 작으므로 수식 4. 28에 만족한다. 1차 권선의 전류밀도는 다음과 같다.  s  차 권선 전류 밀도          

( 4. 34)

같은 방법으로 2차 권선에 적용하면 다음과 같다.      ×  ×    ≤   ∙        ( 4. 35)        ∙  ∙    

( 4. 36)

2차측 권선 역시 수식 4. 29에 성립한다. 1차 권선의 전류밀도는 다음과 같다. s  차 권선 전류 밀도          

( 4. 37)

설계한 변압기 권선은 수식을 통해 충분한 전류 용량으로 설계되었음 확인할 수 있다.

4. 6설계한 양방향 컨버터 PSI M 시뮬레이션 앞 절에서 수식을 통해 얻은 변압기 값을 ps i m에 적용하여 시뮬레이 션을 수행하였다.그림 4. 8은 컨버터의 가장 작은 입력전압 40. 8V일 때 의 부스트 모드 시뮬레이션 결과이다.일정한 출력 전압 기준에서 컨버

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터의 입력 전압이 작을 때 보다 높은 듀티비( Dut yr at i o) 를 나타낸다.입 력전압 40. 8V에서 정상적인 동작을 하는 것을 알 수 있다.또한 부하용 량 3kW 일 때 듀티 값이 0. 654이므로 동작 구간 ( 1/ 3∼ 2/ 3) 내에서 적 절한 값을 가지는 것을 확인할 수 있었다.부하용량 3kW에서 듀티 값 0. 654보다 작은 듀티 값을 가지는 입력전압 48V,55. 2V 에서의 동작 도 시뮬레이션을 통해 확인하였다.

그림 4. 8설계한 파라미터를 적용한 부스트 모드 시뮬레이션 결과 파형 (Vin :40. 8,Vout :400V,Dut y:0. 654Po :3kW ) 그림 4. 9는 컨버터의 가장 높은 입력전압 55. 2V일 때의 부스트 모드 시 뮬레이션 결과이다.일정한 입력 전압 기준에서 컨버터의 출력 전압이 때 보다 높은 듀티비( Dut yr at i o) 를 나타낸다.출력전압 55. 2V에서 정상 적인 동작을 하는 것을 알 수 있다.또한 부하용량 3kW 일 때 듀티 값 이 0. 63이므로 동작 구간 ( 1/ 3∼ 2/ 3) 을 만족한다.부하용량 3kW에서 듀티 값 0. 63보다 작은 듀티 값을 가지는 입력전압 40. 8V,48V 에서 의 동작도 시뮬레이션을 통해 확인하였다.

- 69 -

그림 4. 9설계한 파라미터를 적용한 벅 모드 시뮬레이션 결과 파형 (Vin :400,Vout :55. 2V,Dut y:0. 63,Po :3kW ) 표 4. 6과 표 4. 7은 설계한 단상 변압기 1, 2차측의 전류,전압 그리고 전 력 및 컨버터 전체 입· 출력 전력에 대한 ps i m시뮬레이션 결과를 정리한 것이다. 표 4. 6단상 변압기 1, 2차측의 전류,전압 및 전력 값

Vin 40.8 48 55.2

iA1(rms) 12.24 12.38 12.67

VA1(rms) 90.11 90.818 92.714

PA1 (W) 1,103 1,124 1,174

iA2(rms) 3.22 3.26 3.34

VA2(rms) 315.01 321.28 327.59

PA2 (W) 1,015 1,047 1,093

표 4. 73상 컨버터 입력 및 출력 전력 값

Vin 40.8 48 55.2

iin(avg) 75.82 63.23 55.61

Pin(avg) (W) 3,093 3,035 3,070

- 70 -

iout(avg) 7.505 7.5 7.509

Pout(avg) (W) 3,001 3,000 3,003

4. 7설계한 양방향 컨버터 실험 그림 4. 10은 직접 설계하여 구현한 양방향 컨버터이다.기존 1kW 급 컨버터와 같은 구성은 같다.차이점은 하나의 제어부 보드의 DSP에 의 해 각각의 부스트,벅 모드가 동작하며,Boos t파워부와 Buc k 파워부가 별도로 구성되어

있다. 각

부의

보드 구성을

살펴보면, 제어부는

DSP( TMS320F2808) ,FPGA( EPM 7128) 의 스위칭 신호 생성부,게이트 드라이버로 구성되어 있으며,Boos t파워부는 부스트 모드 시 클램프 스 위치 3개와 주 스위치 3개로 동작하는 MOSFET ( I RFB4227) ,벅 모드 시 하이브리지 정류기로 동작하는 다이오드 3개로 구성된다.Buc k 파워 부는 벅 모드 시 주 스위치로 동작하고 부스트 모드 시 역병렬 다이오드 에 의 해풀 브리지 정류기로 동작하는 I GBT ( I XGH 30N60C2D1)6개가 구성된다.

그림 4. 10시작품 3kW 급 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터

- 71 -

설계한 양방향 컨버터의 구성 및 실험 조건을 정리파면 표 4. 8과 같다. 동작은 기존 양방향 컨버터와 같은 스위칭 주파수 25㎑. 에서 동작한다. 부스트 모드 동작은 배터리 전압 40. 8V를 1. 7kW,380V의 dc -l i nk단 전 압으로 변환하며,이 때의 듀티비는 부스트 모드 시뮬레이션 값과 유사 한 0. 62이다.벅 모드 동작은 380V의 dc -l i nk 단 입력전압을 2kW,48V 의 배터리 충전전압으로 변환한다.이 때의 듀티비 역시 벅 모드 시뮬레 이션 값과 유사한 0. 58이다. 실제 실험은 컨버터 구성 및 조건을 나타낸 표 4. 8을 적용해서 실시하 였다. 그림 4. 10와 그림 4. 11은 부스트,그림 4. 12과 4. 13은 벅 모드 실험 파 형을 나타낸다.기존 컨버터의 동작과 같이 양방향 동작 모두 상간 120° 위상차를 나타내며,한 상에 대한 전압,전류 모두 연속도통모드에서 정 상적인 동작을 하는 것을 확인할 수 있다.기존 양방향 컨버터 보다 더 높은 부하에서 동작하지만 듀티 값은 동작범위 내에서 상대적으로 낮은 값임을 알 수 있다.따라서 각각의 모드는 보다 더 높은 부하용량에서 동작이 가능하다.

표 4. 8양방향 컨버터 실험 파라미터

Boost

Buc k

Mode 8

Dut yRat i oD

0. 62

0. 58

Tr ans f or me rTur nsRat i on( =NH/NL)

3. 8

Dc -l i nkVol t ageVdc i n( V)

380

Bat t er yVol t ageVB i n( V)

40. 8

LoadRe s i s t anc eRL i n( Ω)

1. 152

1, 700

2, 000

Le akageI nduc t anc eLlk i n( μH) Swi t chi ngPer i odTS i n( μs)

Out putPowe rP i n( W)

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그림 4. 11부스트 모드 시 변압기 저압측 각 상간 전압 파형. Vab( c h1) ,Vbc( c h2) ,Vca( c h3)( D=0. 62,Vin=40. 8,Vo=380,Po=1. 7kW)

그림 4. 12부스트 모드 시 변압기 저압측 Vab( c h1) ,I c h2)파형. ap( ( D=0. 62,Vin=40. 8,Vo=380,Po=1. 7kW)

- 73 -

그림 4. 13벅 모드 시 변압기 고압측 각 상간 전압 파형 VabH( c h1) ,VbcH( c h2) ,VcaH( ch3) ,( D=0. 58,Vin=380,Vo=48,Po=2kW)

그림 4. 14벅 모드 시 변압기 고압측 VabH( c h1) ,I c h1) , a pH( ( D=0. 58,Vin=380,Vo=48,Po=2kW)

- 74 -

제 4장 결

론

본 논문은 2개 토플로지의 3상 DC-DC 컨버터에 대한 연구정리로써, 3상 능동 클램프 DC-DC 컨버터와 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버 터에 대한 동작해석 및 시뮬레이션 그리고 각각 시작품 컨버터의 제작 및 실험을 통하여 비교 및 동작을 확인하였다. 3상 능동 클램프 DC-DC 컨버터는 능동 클램프 회로와 모든 스위치의 ZVS 동작으로 효율을 향상 시켰으며,안정적인 초기 충전동작을 위해 플라이백 방식을 채용하였다.1kW급 프로토 타입을 제작하여 연료전지 가 적용된 3상 계통실험을 통해 성능을 입증하였다. 3상 인터리브드 양방향 DC-DC 컨버터는 승압/ 강압을 위해 부스트/ 벅 컨버터 구조를 갖도록 하여 낮은 권선비의 변압기로 높은 승압/ 강압 전 력변환이 가능하도록 하였고,컨버터 내 모든 스위치 및 정류기가 ZVS 또는 ZCS로 동작하도록 하였다.부스트 컨버터모드에서 능동 클램프회 로를 적용하여 스위칭 시 발생되는 서지 전압을 감소하도록 하였다.3상 PWM 구동방식을 통하여 컨버터회로 및 변압기권선에 흐르는 전류가 연속모드로 동작하게 함으로써 각 스위치 및 변압기에서 발생하는 전도 손실이 최소화되도록 하였다.이와 같은 연속모드동작은 컨버터의 높은 전압전달비에 기여할 뿐만 아니라 컨버터 내 각종 소자와 변압기 등의 전류 및 전압스트레스와 전도손실을 감소하였다.이와 같은 장점들로 인 하여 두 종류의 컨버터구조는 비교적 낮은 전력으로부터 정격을 상회하 는 출력 전반에 걸쳐 95% ~96%의 높은 효율로 동작함을 실험을 통하 여 확인하였다.본 논문의 3상 절연형 인터리브드 방식 DC-DC 부스트 컨버터 및 3상 절연형 인터리브드 방식 양방향 dc -dc컨버터는 연료전 지발전시스템 내에서 연료전지 출력의 승압용 부스트 컨버터와 최종 출 력 안정화용 보조전력변환장치인 배터리 충‧방전식 양방향컨버터로 활용 하는 데 적합함을 입증하였다.또한,이 두 컨버터의 구조는 태양전지발 전시스템 등과 같은 신재생에너지의 전력변환장치뿐만 아니라 에너지저 장시스템,무정전전원장치( UPS) ,하이브리드자동차 및 전기자동차의 전 력변환장치 등에 적용될 수 있다.

- 75 -

[참 고 문 헌]

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of f l i ne

DC-DC

c onve r t e r wi t h

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ABSTRACT

Anal ys i sandDe si gnofThr e e-Phas eI sol at edBi -di r ec t i onal I nt e r l eave d DC-DC Conve r t e r

TaesubKang

Depar t mentofEl ect r i calEngi neer i ng,Gr aduat eSchool Chungnam Nat i onalUni ver si t y Daej eon,Kor ea

( Super vi sedby Pr of essorHanj u Cha)

Thi st he s i s pr e s ent s an i mpl e me nt at i on of t hr e e -phas e DC-DC c onver t e r whi c hc onve r se st he l ow i nput vol t age l eve lt o a hi gh vol t agel e ve landi sus e di n f ue l -c e l landbat t e r yappl i cat i ons. Fort hepur pos eofhi ghl ye f f i c i e ntvol t ageconve r si on,t wot opol ogi e s

*A t hes i ss ubmi t t e dt ot he c ommi t t e e ofGr aduat e Sc hool ,Chungnam Nat i onalUni ve r s i t yi n a par t i alf ul f i l l ment of t he r equi r e me nt sf or t he degr e eofMast e rofEngi ne er i ng c onf e r r edi nFe br uar y20 11.

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has be e n anal yz ed and i mpl e me nt ed a bas i s oft hr e e -phas e DC-DC c onver t e r . Fi r s t l y,t he PWM and ope r at i ng pr i nci pl e s has be e ne xpl ai ne df or t hr ee -phase c ur r e nt -t ype act i ve c l amp DC-DC c onve r t e r ,wher e al l s wi t c he sar eope r at e di n ZVS ope r at i on be c aus e oft heac t i vecl amp c i r cui tandl e akagei nduc t orofc onve r t e r .Al s o,by us i ng t hef l y-bac k met hod ast abl epr e -c har gi ng c an bee s t abl i s he de ven i nc as eoft he l oad var i at i on.By c onne c t i ng t woPIc ont r ol l e r si n se r i e s,t heout put vol t ageand t hei nputc ur r e ntval ueshasbe e n mai nt ai ne d dur i ng t he l oadvar i at i on. I nt hi st hes i s ,a800W t hr e e -phas ec ur r e nt -f edact i ve c l amp DC-DC c onve r t e rpr opot ype ,whi c hc onne c t saf ue l -ce l lwi t h an gr i d-c onne c t e di nve r t e r ,has be en i mpl e me nt e d and ve r i f i ed i na r e al t hr e e -phas egr i d-c onne c t e dappl i cat i on. Se condl y,an i nt er l e ave dme t hodhasbe e n appl i e di nt ot hee xi s t i ng c onver t e rf or i mpl e me nt i ng a t hr e e -phas ei nt e r l e aved bi -di r e c t i onal DC-DC c onve r t e r The t hr e e -phas e f ul l -br i dge r e c t i f i e r of t he i nt e r l e ave d DC-DC boos tc onve r t e r has be e n modi f i e d by usi ng I GBT' sr e ve r s e -di r e ct i onaldi ode ,he nc et he anal ysi s and de si gn of bi -di r ec t i onalconve r t e r ,whi c h ope r at es i nt wo modes :boos tmode and buck modeoper at i on,hasbe e nc ar r i e d out .ThePWM ope r at i on and ci r c ui toft he i nt e r l e aved DC-DC c onve r t erhas be e ne xpl ai ne d. Al l s wi t c hes of t hr e e -phas e i nt e r l e ave d bi -di r e c t i onal DC-DC c onver t e r ar e wor ked i n ZVS ope r at i on.As a r es ul t ,t he e f f e c tof r e duci ng c onve r t e r ' si nputcur r ent ' sr i ppl e and ZVS ope r at i on ofal l s wi t c he sat1kW powe ri sabout95%.1kW and3kW c onve r t er swe r e di r e c t l y de si gne d and t he c onve r t e r ' s pr ot ot ype such as PCB,i nput andl eakagei nduc t or ,t r ans f or me rde si gnpr oc e s shavebe e nde s c r i be d. Fi nal l y, t he 3kW

t hr e e -phas e i nt e r l eave d bi -di r e ct i onal DC-DC

c onver t e r has be en ver i f i e di ns t abl e ope r at i on.I nc onc l us i on,t hi s c onver t e rhasbe e n ve r i f i ed t obes ui t abl ef orhi gh-powe rc onve r s i on e qui pme nti nbat t e r yc har ge r / di s -c har ge r ,UPS andhybr i dc ar .

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감사의 글 대학원에 진학한지 어느 덧 2 년이 흘러 석사학위 논문을 완성하게 되었습니다. 짧게 느껴지는 2 년의 시간을 돌이켜 보면 학문적 지식뿐만 아니라 앞으로의 제 인생에 있어서 많은 것들은 배우고 느낄 수 있었던 시간이었던 것 같습니다. 본 논문이 완성될 수 있도록 도와주신 많은 분들께 감사의 마음을 전하고자 합니다.논문 뿐 아니라 부족한 저에게 석사학위과정 2 년 동안 세심한 지도로 연구에 대한 용기와 격려를 주신 차한주 교수님께 진심으로 깊은 감사의 말씀을 드립니다.바쁘신 가운데 초라한 논문을 열과 성으로 심사해주시고 석사학위과 정 동안 많은 가르침과 조언을 해주신 이흥호 교수님,김양모 교수님께 깊이 감 사드립니다. 스무 살,대학생활 때부터 지금까지도 많은 가르침과 지도해 주시고 이 순간을 맞이할 수 있도록 대학원 진학에 학문 연구 뜻을 품게 해주신 대덕대학 이승환 교수님께 깊은 감사의 말씀을 드립니다. 보다 깊이 있는 연구할 수 있도록 도움을 주시고 대학원 생활을 통해 제게 귀 감이 되어 주신 최정완 선배님께 감사드립니다. 무엇보다 오늘의 제가 있도록 언제나 힘이 되어준 아버지,어머니 그리고 동 생 태운이에게 항상 감사하고 사랑한다고 전하고 싶습니다. 지능형전력변환실험실 여러분과 희노애락을 함께 했기에 학위과정 동안의 시 간이 힘들지 않고 하나의 좋은 추억으로 남았다고 생각합니다. 많은 분들의 깊은 관심과 배려 그리고 사랑으로 석사학위과정을 무사히 마칠 수 있었습니다. 다시 한번 감사드리며 이 작은 결실의 기쁨을 같이 나누고자 합니다.

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