Cables coaxiales, ROE y conectores

CABLES COAXIALES, ROE Y CONECTORES

Autor: Ing. Martín Lema

Fecha de revisión: enero 2022

Objetivos y alcance:

El objetivo de este artículo es explicar en lenguaje llano fácil de entender, el principio de funcionamiento de los cables con sus conectores y el fenómeno más asociado a ellos que es la ROE (VSWR). Como en toda esta serie de artículos trato de evitar tecnicismos rebuscados y el desarrollo de las expresiones matemáticas Ambas cosas no son necesarias para el objetivo del artículo y dispersarían la atención del lector.

Este artículo le servirá tanto al estudiante de alguna carrera relacionada con las telecomunicaciones como al aficionado interesado en la teoría del hardware básico. Al estudiante porque muchas veces se encuentra con una teoría llena de ecuaciones complicadas de algo que nunca tuvo en sus manos y muchas veces no conoce como se usa en la práctica, y al técnico o aficionado que tiene mucha experiencia en el uso y armado de líneas, pero no siempre conoce los fundamentos mas profundos de algo que “parece simple” como es un cable.

De todos los componentes que se instalan en un sistema de telecomunicaciones, los cables y conectores son a los que más “se les mete mano” por esa razón es muy importante entender bien el funcionamiento de éstos y de esta manera tener criterio propio y bien fundamentado de las implicancias de las líneas de transmisión en el desempeño de un sistema de telecomunicaciones.

Habitualmente se considera trivial el principio de funcionamiento de un cable o de un conector, pero veremos que no es tan así. Aquí veremos el porqué de la atenuación en los cables, la necesidad del torque adecuado en un conector y en que influye y en que no influye este en el desempeño de la conexión. Un aspecto importante es el desempeño del cable en frecuencias muy altas. Hasta hace no mucho se consideraba usar el cable coaxial en HF, VHF y UHF, nadie pensaba en microondas. Hoy es mas que habitual un enlace en 5.8 GHz y la vinculación entre el equipo y la antena se materializa con coaxial.

LOS CABLES COAXIALES

Distintos tipos de cables (aluminio y cobre)

Hay muchos tipos de cable coaxial en uso en telecomunicaciones, los más difundidos en los sistemas que son motivo de este artículo son los de malla trenzada, los de aluminio de pared lisa y los de cobre de pared corrugada. El de cobre de pared corrugada es de uso casi universal en bajadas de antena de sistemas profesionales como ser radiobases celulares, trunking, emisoras de FM, etc. El de aluminio de pared lisa es a su vez el de uso universal en la distribución troncal de TV por cable Desde el punto de vista comercial el cable de aluminio de pared lisa es por lejos el mas vendido ya que hay kilómetros de este cable tendido por cada metro de cable de cobre usado en antenas.

El de malla trenzada es el mas habitual en sistemas simples, de baja potencia, estaciones de radioaficionado o acometidas de TV por cable a los hogares.

Mallado Vs exterior sólido

La manera de identificar los cables coaxiales

Si bien no hay una norma aplicable a la denominación de los cables coaxiales hay unos cuantos “usos y costumbres” muy difundidos en el mercado

Las denominaciones RG

Es habitual en los cables mallados y corresponde a una antigua guía de materiales usada durante la 2da guerra mundial (luego reemplazada por el estándar MIL-C-17). Por ejemplo, RG213 significa el cable 213 de la “Radio Guide” de ahí lo de RG. A su vez el /U (por ejemplo RG58/U) significaba que era de usos generales. Aunque ya no existe mas esta famosa Radio Guide, se sigue utilizando la denominación. En general el uso de la denominación RG hace referencia a un tipo de cable. Por ejemplo, si se dice RG58, sabemos que se trata de “un cable más o menos finito 50Ω”, un RG8 es más grueso y un RG6 hace referencia al cable que se usa en las acometidas ce CATV. Hay infinidad de variantes de RG58, RG8 y de RG6 de distintos fabricantes. En resumen, esta denominación RG al menos actualmente hace referencia al tipo de cable sin ser una especificación estricta que determina diámetros, atenuaciones, materiales, etc.

Las denominaciones por medida del conductor exterior

Es habitual en los cables de conductor exterior sólido (es decir no mallado) y representa la medida del conductor exterior en pulgadas. Si bien no hay una norma que lo establezca en forma explícita, los fabricantes de cables usan fracción de pulgada para los cables de 50 Ω, y expresión decimal de tres dígitos para los de 75Ω. Por ejemplo, un cable denominado ½” mide media pulgada de diámetro en el conductor exterior y es de 50 Ω, mientras que un cable denominado 0.500 también mide media pulgada de diámetro en el conductor exterior, pero es de 75 Ω

La atenuación de los cables en alta frecuencia

Los cables se utilizan en general para transportar energía de un lado a otro (del equipo a la antena o viceversa, o entre equipos, o entre partes de un mismo equipo). Por esta razón la atenuación que presentan es un parámetro crucial en la selección del cable mas apropiado. Siempre se busca que la atenuación que presenta sea tan baja como sea posible. El sentido común nos dice que cuanta menos atenuación presente un cable, más grueso será y por lo tanto más caro será. Y la física lo confirma. De todos modos, en este párrafo analizaremos las causas de la atenuación, dotando al lector de un criterio con fundamentos técnicos que le permitan “separar la paja del trigo” cuando lea las especificaciones de un cable, o aparezcan “productos aparentemente mágicos” que suelen pulular por páginas web.

Para cualquier cable (sea coaxial o no), la atenuación puede aproximarse bastante bien por la fórmula:

Donde

A= Atenuación en dB cada 100m

α=Constante que depende de características geométricas y eléctricas

En el caso de coaxiales, el parámetro α es bastante constante en todo el rango de utilización del cable que normalmente va desde unos 2 MHz hasta la frecuencia de corte del cable que a su vez depende de la medida del cable (cuanto más fino el cable, más alta será esta frecuencia de corte). Obviamente, un cable coaxial puede utilizarse en CC, audiofrecuencia o RF de frecuencias muy bajas (ELF por ejemplo). El límite de los 2 MHz se refiere al rango en el cual se suele usar un cable en RF y es al objeto de este artículo. En frecuencias extremadamente bajas el efecto skin (que se tratará más adelante) en general supera el espesor de los conductores y merece otro tipo de análisis no cubierto en este artículo.

Con esta expresión de la atenuación podemos concluir que conocida (o medida) la atenuación a una frecuencia puede calcularse con mucha precisión la atenuación a cualquier otra frecuencia (dentro del rango de utilización de ese cable obviamente)

Un poco más adelante veremos que este valor de α depende casi por completo de los diámetros de los conductores y de los materiales con los que está construido (cobre, aluminio, coper clad, etc). Es bastante independiente del fabricante del cable. Es decir, dos cables de igual diámetro e iguales materiales tendrán casi la misma atenuación, independientemente de quien lo fabrique. Esto no significa que todos los cables sean iguales, ya que un fabricante puede usar materiales de mala calidad, con poros que absorben agua, o con tolerancias enormes en la construcción, cobre quebradizo, mallas mal armadas etc. Todos estos problemas repercuten mucho en otros aspectos del desempeño, pero muy poco en la atenuación.

En la siguiente tabla se presentan los valores de α para los cables más comunes:

Los valores de α en esta tabla arrojan valores de atenuación en dB cada 100 metros con la frecuencia expresada en MHz. Los valores de esta tabla brindan el orden de magnitud de la atenuación que introducen los cables según el tipo. El valor exacto debe extraerse de la hoja de datos del fabricante (o medirse). No obstante esto, dichos valores aproximan lo necesario para cualquier uso práctico, sobre todo teniendo en cuenta que en cualquier instalación real, la longitud de los cables no supera las decenas de metros aun en los tendidos más largos.

Ejemplo numérico

¿Qué atenuación tiene un cable 7/8” a 108 MHz? (típica bajada de una FM)

En este caso y de la tabla anterior obtengo el valor de α=0.13 Y como

Al comparar contra el manual del cable surge un error de 0.1 dB en un tendido de 100 metros, que resulta 0.05 dB en una bajada de 50 m, lo cual es imperceptible e incluso está dentro del rango de incertidumbre de cualquier instrumento de campo que se use para medirlo.

Datos del cable LDF5-50A de Commscope

¿Donde se pierde la potencia en los cables coaxiales?

Prácticamente toda la pérdida ocurre en los conductores (se calientan), si bien existen pérdidas en el dieléctrico, la incidencia en general es minoritaria También se pierde algo de potencia por radiación, pero es ínfima frente a las pérdidas por calor en los conductores (interior y exterior).

La fórmula presentada en el párrafo anterior no incluye en forma separada la pérdida en el dieléctrico por las razones mencionadas. Si se quisiese incluir la pérdida en el dieléctrico debe usarse la siguiente expresión

De aquí se observa que la atenuación en los conductores crece con la raíz de la frecuencia mientras que en el dieléctrico crece linealmente con la frecuencia. Pero debido al pequeño valor de α para el dieléctrico empieza a tener peso muy cerca o por encima de la máxima frecuencia de utilización del cable. Si bien matemáticamente de la fórmula anterior se deduce que si F es muy grande el término lineal tiene más peso que el que multiplica por la raíz de F, se debe tener en cuenta que en la práctica los cables se usan bien por debajo de su frecuencia de corte y encima αd es de pequeño valor para los cables que en general se usan en sistemas de telecomunicaciones. Ahora bien, si este valor de αd es pequeño, entonces ¿Por qué es tan importante el dieléctrico en un cable coaxial? Dicho de otro modo, ¿Por qué la diferencia entre un cable “de primera” y otro de inferior calidad radica principalmente en el dieléctrico?

Las respuestas a este interrogante son varias:

• Primero que αd es chico solo si el dieléctrico es de bajas pérdidas.

• La impedancia del cable depende tanto de la relación de diámetros como del dieléctrico. Por lo tanto, eligiendo la constante dieléctrica más adecuada puede lograrse la impedancia deseada con conductor central más grueso y por lo tanto, el cable tendrá menos pérdidas. Este es el motivo por el que, a igual diámetro exterior, los cables de foam tienen menos pérdidas que los de dieléctico sólido en los cuales para mantener la impedancia, el diámetro del conductor interior debe ser menor.

• El dieléctrico es el que le da la forma concéntrica al cable coaxial, si no tiene las características mecánicas adecuadas puede deformarse con

las variaciones de temperatura o con el solo paso del tiempo lo que hace perder concentricidad al coaxial

• Por la misma razón mecánica, es el dieléctrico el que mantiene el cable concéntrico aun cuando está doblado

• Un dieléctrico bueno no es higroscópico (no absorbe humedad) esto es fundamental en antenas que están a la intemperie expuestas a frío/calor variaciones bruscas de temperatura, posibilidad de condensación, etc.

Las pérdidas por potencia reflejada (originada en el cable) o por radiación son totalmente despreciables en todos los casos prácticos Las pérdidas por radiación deben tenerse muy en cuenta solamente en los cables radiantes (leaky feeders que se usan en minería y otras instalaciones subterráneas) pero obviamente es un caso particular que merece un análisis por separado.

El valor de α para la atenuación en los conductores puede calcularse con

Donde C es una constante que depende de la geometría y de los materiales, D es el diámetro del conductor exterior en mm y d es el diámetro del conductor interior también en mm.

Un valor práctico y real de C que verifica con buena aproximación en cables de bajas pérdidas de los que se usan en telecomunicaciones es C=0.786 mientras que para cables coaxiales de dieléctrico sólido (tipo RG58 común) este valor es aproximadamente 1.022 La expresión matemática anterior se fundamenta en la resistencia a la RF que presentan el conductor exterior y el interior, y esta resistencia está determinada por la circulación de la RF solo por la superficie (efecto skin). En este texto no se profundiza en dicho desarrollo ya que no es necesario para los fines del artículo y cansaría al lector con matemática complicada.

Debido a que la circulación de RF ocurre solamente por la superficie del conductor (unos 50 micrones a 2 MHz y del orden de 2 µm a 1GHz – 50 µm es el diámetro de un pelo-), para bajar la resistencia hay que aumentar el perímetro del cable, no es necesario aumentar el espesor del conductor. Por esa razón los cables coaxiales de menor atenuación tienen mayor diámetro (aumenta el perímetro de ambos conductores), pero el espesor del conductor es muy pequeño.

Esta expresión para α, que a priori parece solo una justificación matemática sin aplicación práctica, ya que no tiene sentido práctico calcular α, veremos un poco mas adelante que es determinante para justificar porqué la totalidad de los cables que se usan son de baja impedancia (50Ω o 75Ω)

Solo a modo de ejemplo, para el cable de 7/8” D=25 mm y d=9 mm, vemos que el valor calculado de α se parece bastante al de la tabla del párrafo anterior que a su vez coincide con los datos declarados del fabricante. Esta es solo una

demostración mas que el desempeño de un cable depende de la física y no del fabricante (obviamente si está bien construido)

�� =0786(125+19) ����(259) =011

La impedancia de los coaxiales

La impedancia característica de un cable coaxial es la relación entre la tensión que se le aplica y la corriente que circula por un tramo infinitamente largo de cable. Claramente esto es imposible de implementar, ya que un tramo infinito no existe, pero puede implementarse con un rollo de cable suficientemente largo. Por ejemplo un rollo estándar de RG58 que es de 1000´(1000 pies=305 metros) puede considerarse infinito en frecuencias bien altas.

La impedancia de un cable coaxial puede calcularse con la siguiente expresión

Donde D es el diámetro del conductor exterior y d el del interior. Y 52.6 es una constante que aplica para cables de dieléctrico FOAM (el mas común en coaxiales de bajas pérdidas). Para condiciones ideales o cables de dieléctrico de aire seco esta constante es 60. Al igual que para otras expresiones, no traigo a este artículo el desarrollo matemático de esta expresión. Se observa que cuanto mayor sea D respecto de d, mayor será la impedancia característica del cable.

¿Por qué los coaxiales son de 50Ω o 75Ω?

Todos sabemos que prácticamente la totalidad de los cables coaxiales que existen en el mercado son de 50Ω y de 75Ω. Pero ¿Por qué 50Ω o 75Ω y no otro valor?

Primero y fundamental porque analizando la expresión del párrafo anterior para obtener una impedancia muy baja D tendría que ser muy parecido a d, resultando un cable muy difícil de construir y de doblar. Por otro lado, para impedancias relativamente altas, para que el logaritmo natural de un numero sea alto, ese número debe ser muy pero muy alto, por lo tanto, D debiera ser mucho mayor que d. Al extremo que para armar un coaxial de aproximadamente 300 Ω haría falta un cable de 60 cm de diámetro si el conductor interior es de 1mm

��0 =52.6���� 600 1 =336��

Está claro entonces que solo son físicamente construibles cables coaxiales de impedancias relativamente bajas, pero tampoco mucho. Ahora veremos cual es la ideal.

Esto tiene que ver con la constante α que nombramos en párrafos anteriores. Ya sabemos que la atenuación que presenta un cable a una frecuencia F, puede calcularse con

Y que el valor de α

Por lo tanto, dado un cierto material para los conductores y para el dieléctrico, la atenuación será función solo de los perímetros (o diámetros) de los conductores. De la expresión anterior se observa que en el numerador los diámetros están dividiendo, por lo tanto, cuanto mayores sean los diámetros, menor será la atenuación (lo cual coincide con la realidad, cables gordos menos atenuación). Y también se observa en el numerador que el que mas impacto tiene en la atenuación es el diámetro del conductor central (d) ya que la inversa de un número pequeño es uno grande. Pero abajo, en el denominador está el logaritmo natural de la relación de diámetros lo cual dificulta el análisis de lo que ocurre con la atenuación al variar los diámetros. Por supuesto esto puede analizarse matemáticamente encontrando el mínimo de la función, cosa que no haré en este artículo. La manera mas simple (sin análisis matemático) es graficar la variación de α en función de la relación D/d y encontrar el mínimo.

¿Por qué graficar en función de D/d? Esto se debe a que la impedancia del cable es función de D/d por lo tanto si encontramos el mínimo de la expresión de α en función de D/d, encontraremos que impedancia característica hace mínima la atenuación que introduce un cable.

Este mínimo se encuentra cuando D/d vale 3.57 y para esa relación de diámetros la impedancia que presenta un cable coaxial es de 76Ω (con dieléctrico de aire seco, para otros materiales será un poco menor)

Esta es la razón por la cual se usan cables de 75 Ω en los cables coaxiales largos (como los que se usan en troncales de CATV que miden cientos de

metros). En telecomunicaciones se estandarizó 50 Ω ya que está muy cerca de este mínimo y tiene una ventaja adicional: como la impedancia es la relación entre tensión y corriente, si la impedancia es mas baja a igual potencia resulta menor la tensión y mayor la corriente, lo cual simplifica los conectores en casos de altas potencias (del orden de los KW). La máxima tensión es la principal limitante en el manejo de altas potencia en los conectores. Una vez que se estandarizó 50 Ω en telecomunicaciones se lo utiliza para todo, sea alta o baja potencia. Todo es de 50 Ω, antenas, equipos, instrumentos, etc. Lo mismo pasa en redes de TV por cable (para las que aún quedan con coaxial, todo es de 75 Ω).

Conclusión importante:

Dado un cable de cierta impedancia (50 Ω o 75 Ω), la relación de diámetros será fija para una cada impedancia y la atenuación será menor cuanto mayor sean estos diámetros. Es importante observar que esto responde a la física y no es función de quien fabrique el cable. Nuevamente vale recalcar que no todos los fabricantes son iguales y hay cables mejores y peores. Pero no se puede hacer magia, nadie puede fabricar un cable que sea mas fino que el calculado teóricamente y tenga menos atenuación, por más tecnología o materiales raros que diga utilizar

La velocidad de propagación dentro de un cable

La velocidad de propagación de la energía dentro de un cable coaxial es un factor determinante cuando ese cable se usa en alguna red de enfasamiento, como adaptador de impedancia o algún otro uso que no sea el mero hecho de transportar energía de un punto a otro. En todos los casos la velocidad de propagación dentro de un cable es menor que la velocidad de la luz en el vacío o en el aire. Por esa razón la longitud de onda dentro de un cable es menor que la longitud de onda en el vacío. Entonces para una frecuencia de 300 MHz que tiene una longitud de onda de 1 metro en el vacío o en el aire, tendrá una longitud de onda de 66 cm dentro de un cable RG58. Esto es de vital importancia cuando se usa un tramo de cable para adaptar impedancias o en balunes que usan tramos de media onda, por ejemplo.

La frecuencia de corte de los coaxiales

Un cable coaxial funciona como tal, cuando la distribución de los campos eléctricos y magnéticos dentro del cable ocurre en el modo TEM (Transverso Electromagnético). Esto es cuando el campo eléctrico entre el conductor interior y el exterior tiene forma radial (es decir es siempre perpendicular a ambas superficies a la vez) y el campo magnético tiene la forma de líneas concéntricas (es decir es siempre paralelo a ambas superficies a la vez). Las condiciones antes mencionadas son las denominadas “condiciones de borde” que deben cumplirse para que haya propagación de energía.

Este modo TEM se verifica desde corriente continua hasta una cierta frecuencia (llamada frecuencia de corte), a partir de la cual hay otras configuraciones de campo eléctrico y de campo magnético que también satisfacen las mismas condiciones de borde. Por debajo de la frecuencia de corte la única forma (o modo) de transportar energía es en modo TEM. A partir de la frecuencia de corte el cable también se comporta como guía de onda y transporta energía en otros “modos superiores”. Estos modos tienen velocidades de propagación distintas del modo TEM y existen sumas en fase y contrafase distintas a distintas frecuencias lo que hacen que el cable se comporte en forma impredecible. Por esa razón nunca debe usarse un cable coaxial por encima de su frecuencia de corte.

La frecuencia de corte puede calcularse con la siguiente expresión ���� = 191000 (��+��)√��

Donde la frecuencia resulta en MHz, D es el diámetro del conductor exterior en mm y d el del interior también en mm.

ε es la constante dieléctrica del material, para foam puede considerarse 1.3

De la expresión anterior deducimos que cuanto más grueso es el cable, más baja es la frecuencia en la cual empiezan a ocurrir estos fenómenos. Por esa razón en microondas se utilizan cables muy finos (típicamente de no mas de 2 o 3 mm de diámetro). Hasta hace algunos años la frecuencia de corte no era un limitante. Pero actualmente con enlaces por ejemplo de 5.8 Ghz implementados con “soluciones caseras” debe tenerse en cuenta. Por ejemplo un tramo de cable de 7/8” por corto que sea no puede utilizarse en 5.8 GHz ya que está por encima de su frecuencia de corte. También de la tabla de abajo

surge que no puede usarse un cable de 6 mm de diámetro (como el de ¼”) para 18 GHz, debe ser mas fino que ese valor

¿Por qué debe ser igual la impedancia de la antena que la del cable y la del equipo?

Porque cuando la impedancia interna del generador es igual a la de la carga se da la mejor transferencia de potencia, veremos más detalladamente el porqué. Con igual impedancia de las tres cosas se verifica

• La mejor transferencia del equipo al cable

• La mejor transferencia del cable a la antena Todo generador tiene su impedancia interna. Hay dos formas de analizarlo en la teoría de los circuitos, que están fuera del objetivo y alcance de este texto. Aquí consideraremos un generador que genera siempre una tensión y tiene una resistencia en serie.

¿Alguna vez midieron una pila vieja con un tester? Medida “en vacío” tiene casi la misma tensión que una nueva, pero cuando le conecto una carga (una lamparita, por ejemplo) la tensión se va casi a cero. Esa condición de descarga se modeliza como si tuviese una resistencia en serie que cuando está cargada es baja y cuando la pila está descargada es alta.

Si la resistencia interna fuese cero, si hago un cortocircuito circularía infinita corriente, lo cual es un absurdo. Si hago un corto en una pila con cables muy gruesos y mido la corriente puedo calcular la resistencia interna. ¿Y qué pasa con la pila cuando está en corto? ¡Calienta! Y como ya sabemos que la energía no puede desaparecer, y como en el corto no puede pasar nada porque tiene resistencia cero, la transformación de energía en calor se da dentro de la pila (es decir en el generador).

Entendamos bien esto: la energía no puede desaparecer, el corto no es capaz de transformar la energía en calor porque su resistencia es cero, en los cables tampoco ya que la premisa era hacer corto con cables muy gruesos, entonces lo que se calienta es la pila.

Entonces, un transmisor de radio que típicamente tiene una impedancia de 50 Ω (ahora ya sabemos por qué), puede asociarse a un generador de tensión con una resistencia de 50 Ω en serie.

En la siguiente gráfica se muestra la potencia que irradiaría un transmisor con impedancia interna 50Ω conectado a antenas con distintas resistencias de radiación, queda claro que la máxima transferencia de energía se da cuando la resistencia de radiación de la antena es igual a la del transmisor. Digo resistencia de radiación y no impedancia de la antena, porque la impedancia contempla también la parte reactiva (capacitiva o inductiva). Para este ejemplo simple considero compensada la parte reactiva para no complicar el análisis, por eso solo queda la parte resistiva de la impedancia.

Para calcular la corriente en Amperes se dividió la tensión del generador por la suma las dos resistencias, o sea la del generador más la de la antena, en el primer renglón sería

�� = 10�� 50Ω+20Ω =0.14��

Y la potencia en la antena es el cuadrado de la corriente por la resistencia de radiación de la antena, para el primer renglón

�� =����2 =20��0142 =041��

En el ejemplo este se observa claramente que la máxima potencia extraíble del generador ocurre cuando la antena presenta la misma impedancia que el generador (en este caso 50Ω). Para cualquier otro valor, la potencia es menor que el máximo

Ahora pongamos todo junto

Hasta ahora consideramos el transmisor pegado a la antena, en general no es así hay un cable coaxial que los vincula.

¿Por qué la impedancia característica del cable debe ser igual a la del transmisor y a la de la antena?

Nuevamente la respuesta es para que haya la máxima transferencia de potencia del transmisor al cable y del cable a la antena.

Imaginemos que conectamos el transmisor a un cable infinitamente largo, como es infinitamente largo nada de potencia llega al extremo opuesto y toda la potencia se consume dentro del cable. Visto desde el transmisor, ve al cable como una carga cuya impedancia es la característica del cable, entonces aquí se aplica el concepto visto antes, para que se transfiera toda la potencia posible al cable, éste debe ser de la misma impedancia característica que el transmisor.

Ahora imaginemos que ya no es infinitamente largo, solo muy largo el cable y tiene una antena conectada en el extremo. Digo muy largo y no infinitamente

largo para que llegue algo de potencia al otro extremo. Visto desde la antena se trata de un generador con una impedancia característica igual a la del cable. Nuevamente ocurre que la mejor transferencia desde este cable largo a la antena se da cuando las impedancias de ambos son iguales. Conclusión: la transferencia de potencia óptima se da cuanto el transmisor, el cable y la antena tienen la misma impedancia característica, que es (en los sistemas de telecomunicaciones) de 50Ω.

¿Es necesario que el cable tenga una longitud determinada?

NO, siempre y cuando la impedancia del equipo, cable y antena sean iguales. En ese caso cualquier longitud es aceptable. Lógicamente cables mas largos introducen mas pérdidas, pero nunca habrá problema de reflexiones (ROE)

¿Qué pasa si uso un cable de impedancia distinta a la del equipo o de la antena?

La respuesta mas simple: habrá ROE, tanta como tan diferente sean las impedancias.

Aunque caben aquí algunas consideraciones que tienen justificación si analizamos el cable como línea de transmisión. Para eso debemos recurrir a la carta de Smith, cálculo mas avanzado y otras herramientas que no traeré a este artículo.

Por ejemplo si la longitud del cable es un múltiplo de λ/2, cualquiera sea la impedancia del cable, siempre se reflejará la impedancia de la carga. Por ejemplo, si la antena tiene una impedancia de 50Ω y el cable 75Ω, siempre y cuando la longitud sea un múltiplo de λ/2, la impedancia que “se ve a la entrada” será de 50Ω. Pero tengamos en cuenta que esto ocurre solo a las frecuencias donde el cable mide múltiplos de media onda, considerando la velocidad de propagación dentro del cable. El hecho que refleje a la entrada la impedancia de la antena no implica que no haya pérdidas, las pérdidas siguen existiendo como en cualquier cable.

Para otras longitudes del conductor, existirá siempre transformación de impedancias, es decir, a la entrada del cable se verá una impedancia distinta a la del cable y de la antena. El estudio pormenorizado de estas transformaciones de impedancias hace necesario recurrir a la carta de Smith.

Para este artículo consideramos que la impedancia del cable es la correcta para el equipo y antena que conecta.

Acercándonos al concepto de ROE

Y …¿Qué pasa si el transmisor ya transfirió una cierta potencia al cable y éste está conectado a una antena cuya impedancia, por algún motivo, es distinta de la del cable?

En esta situación al conector de la antena le llega una cierta cantidad de energía, pero no puede irradiar toda, ¿Qué hace con la energía que no pudo

irradiar?, no puede hacerla desaparecer porque violaría el principio de conservación de la energía, no puede disiparla en calor porque la única resistencia es la de radiación y ya no puede irradiar más, no le queda más remedio que devolverla hacia el generador. Y cuando llega al transmisor ¿Qué pasa? De nuevo pensemos en las premisas del principio, no puede irradiar (porque el transmisor no irradia) no puede devolverla a la antena ya que si esto ocurriera quedaría energía yendo y viniendo eternamente en el cable, lo único que puede hacer es disipar (transformar en calor) en la única resistencia posible, la resistencia interna del transmisor (es decir en los transistores de potencia en este caso, por eso se queman)

¿Y si la antena directamente no está, que pasa?

Exactamente lo mismo, solo que la potencia que vuelve es la totalidad de la que recibe la antena para transmitir (ya que si no está no puede irradiar) y lo que se disipa en el transmisor es la totalidad de esa potencia. Si el transmisor no está preparado para esta situación (trabajar sin antena) es muy probable que se queme.

Veamos más en detalle que pasa si la antena no está (un caso extremo de ROE)

En la teoría de líneas de transmisión esta situación se denomina “de línea abierta” y es de suma utilidad en el estudio de circuitos de RF, no obstante, en este texto solo analizaremos limitadamente algunas cualidades.

En el extremo abierto, no hay antena, por lo tanto no hay radiación y por lo tanto tampoco corriente. Es obvio que en un circuito abierto no haya corriente, otra manera de verlo es decir que la resistencia de radiación es infinita, cualquiera sea el voltaje que haya si la resistencia es infinita, la corriente es cero (recordemos la premisa que la ley de OHM se cumple siempre)

Pero…en la otra punta del cable, donde está el transmisor hay tensión y hay corriente. ¿Cómo puede ser esto que en un extremo del cable haya tensión y corriente y en el otro no?

La respuesta a esto es simple y está unos renglones mas arriba, El extremo del cable, recibe potencia y como del otro lado no hay nada la devuelve. ¿Y como la devuelve?: generando una onda igual y de sentido contrario ¿Cómo se genera una onda que avanza en sentido contrario y que cumpla la condición de borde que la corriente sea cero en la punta?

Un poquito antes de llegar a la punta del cable, la corriente no es cero, es cero solo en la punta, por lo tanto, para que esto ocurra se genera una corriente igual y de fase opuesta de manera que la suma de las dos resulte cero en la punta. Respecto de la tensión, no se invierte (porque la única manera de invertir el sentido de propagación de una onda es invirtiendo solo uno de los componentes).

En definitiva, tenemos dos ondas, una circulando desde el transmisor hacia la punta del cable y la otra desde la punta abierta hacia el transmisor. Como sabemos que la RF no es otra cosa que corriente alterna (CA), dos componentes de CA superpuestas en un cable, se suman vectorialmente (es decir, se considera la amplitud y la fase), en los puntos en que las fases coinciden se suman los valores de las amplitudes de las dos, en los casos extremos en que las fases están totalmente opuestas se restan las amplitudes. Está claro que si no hay antena la reflexión es total y ambas amplitudes (de la onda incidente y la reflejada son iguales, por lo tanto en los puntos donde se suman (donde están en fase) la suma de las amplitudes es igual a 2 veces la

amplitud de la incidente y en los puntos donde se restan es cero (porque ambas son iguales).

¿y si la reflexión no es total?

Si por ejemplo la reflexión no es total (porque la antena algo irradia y algo refleja, que es el caso más habitual) digamos por ejemplo que irradia el 90% y refleja el 10%, la amplitud de la reflejada será del 10% y en los puntos donde se suman valdrá 1.10 veces la amplitud de la onda incidente y donde se restan valdrá 0.9 veces la amplitud de la onda incidente. Nuevamente vale aclarar que el estudio analítico de donde se producen los máximos y mínimos, las relaciones de fase entre tensión y corriente están fuera del alcance y los objetivos de este texto. Esos conocimientos son fundamentales para el análisis de líneas de transmisión y antenas, a los efectos de este texto solo consideraremos que existen esos máximos y mínimos.

El coeficiente de reflexión Γ (Gamma)

Recién dijimos que una antena perfecta irradia toda la potencia que recibe, si no está la antena o está en cortocircuito, obviamente no irradia nada, y una antena “real” está entre ambas situaciones, por ejemplo irradia el 90% y refleja el 10%. A este valor se lo denomina Coeficiente de reflexión y se lo representa habitualmente con la letra griega Γ (Gamma) Entonces

• Si no irradia nada y todo lo refleja Γ=1

• Si irradia todo y no refleja nada Γ=0

• Si irradia el 90% y refleja el 10% Γ=0.1

• Si irradia el 20% y refleja el 80% Γ=0.8

Como se observa Γ varía entre 0 (no refleja nada) y 1 (refleja todo) Para explicar gráficamente el fenómeno imaginemos que podemos introducir varios voltímetros de CA dentro de un coaxial y registrar sus mediciones, la tensión que registrará cada uno será distinta, siendo máxima donde las ondas incidentes y reflejadas se suman en fase, y mínima donde se suman en contrafase (o sea se restan). Como se deduce, si Γ=0, es decir, cuando no hay reflexión, todos los voltímetros indican el mismo valor

Analizando el gráfico anterior vemos que dentro de una línea el voltaje puede variar entre V x (1+Γ) y V x (1-Γ)

Por ejemplo si V=10 V y Γ=0.1, la variación de tensión está entre 10V x (1+0.1)=11V y 10V x (1-0.1)=9V

Entonces la relación entre máximo y mínimo voltajes posibles dentro de la línea es

�������� = 1+�� 1−��

Y este es el famoso VSWR (ROE en español)

Voltage Standing Wave Ratio = Relación (Ratio) de Onda Estacionaria (Standing Wave)

¿Qué pasa si la antena no está? En ese caso Γ=1 (refleja todo) y

�������� = 1+�� 1 �� = 1+1 1 1 = 2 0 =∞

Por eso una línea abierta tiene ROE infinito

¿y si la antena está en corto?

Pasa exactamente lo mismo, En ese caso Γ=1 (refleja todo) y

�������� = 1+�� 1 �� = 1+1 1 1 = 2 0 =∞

Por eso una línea en corto tiene ROE infinito

El ROE o VSWR

Entre un corto y un circuito abierto hay una diferencia en la fase de la reflejada que es útil para otras aplicaciones que van más allá del alcance y objeto de este texto.

¿Qué pasa si la antena es perfecta? En ese caso Γ=0 (no refleja nada) y

�������� = 1+�� 1 �� = 1+0 1 0 = 1 1 =1

Por eso una línea perfectamente cargada tiene ROE=1 ¿Qué pasa si la antena refleja el 20% de la potencia que se la aplica? En ese caso Γ=0.2

�������� = 1+�� 1−�� = 1+0.2 1−0.2 = 1.2 0.8 =1.5

Acá aparece el famoso ROE=1.5 que en general es el límite de alarma de ROE de la mayoría de los equipos de telecomunicaciones, el ROE de 1.5 ocurre cuando la reflexión es del 20%

La ROE y la relación de impedancias

Es fácilmente demostrable que el valor de VSWR coincide con la relación de impedancias resistivas dividiendo siempre la mayor por la menor para que dé un resultado mayor que 1 (el VSWR o ROE varía entre 1 e ∞

Ejemplos

¿Que ROE presenta una carga de 75Ω en un sistema de 50Ω?

�������� = 75٠50٠=1.5

¿Que ROE presenta una carga de 33Ω en un sistema de 50Ω?

�������� = 50٠33٠=1.51

OBSERVAR QUE HAY QUE ACOMODAR LOS FACTORES DE LA DIVISIÓN PARA QUE EL RESULTADO SEA MAYOR O IGUAL A UNO.

¿Que significa que la ROE es 1:1 o 1.5:1?

Decir que es de 1.5:1 o decir que la ROE es 1.5 es lo mismo. Es una forma habitual de expresarlo que no significa nada. No tiene sentido dividir por uno o referenciar un valor a 1, simplemente es una manera de expresar el ROE sobre todo en el mundo de los instaladores de equipos de radio HF o VHF. En celular en general se usa VSWR sin referenciar a nada y en microondas es más habitual expresar en pérdidas de retorno.

Las pérdidas de retorno (RL)

Las pérdidas de retorno no son otra cosa que el coeficiente de reflexión expresado en dB

���� = 20logΓ

Para que sirve cada cosa VSWR, Rl y Γ Tanto la ROE como el coeficiente de reflexión (Γ) y las pérdidas de retorno SON CONCEPTUALMENTE LO MISMO SOLO QUE EXPRESADO EN DISTINTAS UNIDADES O DE DISTINTA FORMA todos miden lo mismo, es decir cuanta potencia se refleja

¿Entonces porque hay tres formas?

Porque cada una es “mas práctica” depende lo que se quiera hacer

• La ROE (VSWR) originalmente se media con voltímetros a lo largo de una línea abierta y tenía sentido físico. Además, es un número que varía en la práctica entre 1 y 1.5, y por lo tanto si se maneja un decimal solo enmascara muchos errores de medición, y es un número más “amigable”. Visto en la pantalla de un VNA (Vector Network Analizer), en la gráfica de VSWR son mas visibles los problemas que en la gráfica de pérdidas de retorno. Esto se debe a que la escala de VSWR es lineal mientras que en RL es logarítmica.

• El coeficiente de reflexión Γ tiene una función que lo hace único, es el que puede usarse para sumar o restar reflexiones. Por ejemplo, si tenemos un conector que refleja el 10% de la potencia y a continuación una antena que refleja el 20% de la potencia, la suma de los dos será 0.10 para la primer reflexión y (1-0.1) x 0.2 = 0.18 para la segunda, la reflexión total será de 0.10+0.18=0.28.

Es imposible hacer esta cuenta en ROE o en RL, primero hay que pasarlos a coeficiente de reflexión para poderlos sumar

• Las pérdidas de retorno RL al estar expresadas en dB las hacen más amigables para quienes trabajan en microondas y están todo el día pensando en dB. Es muy útil para medir pérdidas de cable (dejando el extremo abierto y midiendo RL el valor que se mide es dos veces la pérdida del cable)

Resumen de fórmulas útiles

Si bien estas fórmulas son útiles para entender conceptualmente las mediciones, no es necesario recordarlas ni resolverlas con calculadora, hoy en día hay infinidad de aplicaciones de uso gratuito para Android y páginas WEB que permiten convertir de WSWR a RL, coeficiente de reflexión, etc.

La ROE de los cables

El nombre correcto es “las pérdidas de retorno estructurales del cable” y representan la potencia que se le aplica a un cable cargado con su impedancia característica y el cable no puede transportarla a la carga y por lo tanto la retorna (o devuelve) al generador como ROE. De ahí el nombre de pérdidas de retorno estructural.

Tal cual lo expresado en párrafos anteriores, es exactamente lo mismo ROE que pérdida de retorno ambas expresiones corresponden a potencia que “retorna” o rechaza el cable, solo que la ROE se expresa en veces y las pérdidas de retorno en dB. No debe confundirse esto con la reflejada de la antena o lo que tenga conectado el cable. Aquí hablamos del cable solo al que se le colocó una carga fantasma de su impedancia característica En general aun en el caso de mediciones malas, suelen ser valores muy pequeños y las pérdidas por atenuación son muchos órdenes de magnitud superiores. Sin embargo la medición de pérdidas de retorno del tramo de cable es una medición fundamental y obligatoria en cualquier tramo de cable armado en forma profesional.

¿Por qué es tan importante si los resultados seguramente serán tan pequeños que no impactan en el desempeño del cable medido?

Porque nos dan una idea del “estado de salud” del tramo de cable. En general los problemas de ROE se deben al mal armado de los conectores, si un cable armado presenta una pérdida de retorno estructural mayor que la establecida por el fabricante, lo primero que hay que mirar son los conectores. Con certeza hay un 99% de probabilidad que el problema esté ahí.

Otros problemas mas “sutiles”

Por ejemplo si tiene un pisotón (cosa típica que ocurre en cables instalados en mástiles), el cable no está cortado, y por lo tanto transfiere casi toda la potencia a la antena como si estuviera bueno. En ese pisotón se altera la relación de diámetros y por lo tanto la impedancia. No se alteró la resistencia del cable por pisarlo, ni puede irradiar hacia afuera (se supone un pisotón no un agujero). Como la energía no puede desaparecer, y hay aunque sea un poquito que no puede llegar a la antena, eso se refleja y se lo ve como ROE. Entonces cuando se mide una pérdida de retorno estructural mayor a la que especifica el fabricante, se debe revisar primero el armado de conectores, y luego que el cables no esté “estrangulado” aplastado, etc. Estos son puntos de falla para el futuro.

¿y si el cable tiene un agujero?

En general es casi imposible detectarlo con instrumentos, porque el agujero no altera la relación de diámetros y por lo tanto no afecta la impedancia en el lugar del agujero (aunque este sea un agujero pasante). A su vez la energía que irradia el agujero no vuelve al generador (porque se irradió) y tampoco se puede detectar como ROE. Ya sabemos el problema que significa un agujero en un cable: humedad, intermodulación y cuanto problema haya. Pero aparecerán con el tiempo. La inspección visual es ireemplazable para este tipo de problemas. Un agujero o un tajo no se detectan con instrumentos. El tajo es mas común que el agujero ya que muchas veces se guarda el cable enrollado y se lo ata con cinta aisladora o se lo envuelve con film. El instalador en lugar de desenrollar la cinta o sacar cuidadosamente el film, los corta con trincheta (Cutter) y muchas veces corta la vaina y el conductor exterior (recordar que el instalador no es un neurocirujano)

El foam y el ingreso de agua

Existe una especie de mito urbano acerca que el dieléctrico de foam absorbe agua como si fuera una esponja. No es así, el dieléctrico foam (que significa espuma), y es algo muy distinto de una esponja, en una espuma las “burbujas de gas” son cerradas y no conectadas unas con otras, es decir no pueden ni absorber ni transportar agua. En una esponja, por el contrario, las cavidades son pequeñas e interconectadas, teniendo una fuerte capilaridad, por eso las esponjas “chupan agua”. Pero en los cables se usa foam y es un material que absorbe muy poca humedad.

Además, el proceso de colocación del foam sobre el conductor central se realiza bajo el agua, en una especie de canaletas de muchos metros llenas de agua, es decir todos los coaxiales se fabrican bajo el agua, razón por la cual es absurdo pensar que puedan utilizar materiales que absorban humedad.

FOAM Esponja

Esto no significa que no deban extremarse los cuidados de estanquidad del armado de los conectores, si bien el material del dieléctrico en si mismo no absorbe humedad, si entra agua a los intersticios interiores de un conector pueden producir problemas muy graves.

LOS CONECTORES PARA CABLES COAXIALES

¿Qué función cumple un conector?

La pregunta parece trivial, es obvio que un conector es una unión desmontable entre dos tramos de conductor. Si el conector fuese perfecto, la energía de RF que circula por el cable no debiera “darse cuenta” que pasa por el conector. Es decir, debe mantener todas las características del cable en el cual está colocado, pese a que es físicamente muy distinto del cable. En esto está el desafío del diseño de conectores, lograr que a la RF le parezca que “no hay nada” que sigue por el mismo cable.

Todos los conectores son fuente inagotable de problemas

Los que trabajamos hace muchos años con RF sabemos bien que, si hay algún problema en una línea, lo primero que debemos revisar son los conectores. Están sujetos a roturas, que estén flojos, que les entre agua, que se formen óxidos y muchas otras calamidades más. La pareja macho-hembra de un conector tiene al menos tres puntos críticos donde suelen ocurrir los problemas antes indicados:

• Unión del cable 1 al conector 1

• Interfase macho-hembra (es decir punto de contacto del conector)

• Unión del cable 2 con el conector 2

En general las uniones cable-conector presentan problemas de armado mientras que la interfase manifiesta problemas debido a ajuste inadecuado, suciedad o mal trato de las partes más expuestas.

Los conectores se deben armar SIEMPRE con las herramientas adecuadas.

NUNCA USE UNA PICO DE LORO PARA ARMAR CONECTORES, no se puede controlar el torque, se zafan y dañan la vaina y a veces el propio conductor exterior, deforman las partes del conector que son de bronce y por lo tanto muy blandas, etc. MENOS AÚN PARA CRIMPAR, para eso están las herramientas de crimpado, ¡NUNCA PINZA!

Las partes de un conector

Todos los conectores presentan dos lados, el lado cable y el lado interfase. El lado interfase está estandarizado, por ejemplo N, DIN, SMA. Del lado interfase son todos compatibles independientemente de quien lo fabrica El lado cable no está estandarizado y el conector debe estar hecho para el cable en particular donde se lo va a utilizar. Aun para el mismo tipo de cable (por ejemplo un RG8, RG58, etc) cada fabricante de cable tiene sus propias medidas ya sea de conductores o de vaina. Usar un conector diseñado para un tipo y marca de cable en otro “similar”, suele traer problemas. O queda mal crimpado, o se filtra agua porque no sella adecuadamente, o a veces “hay que limarlo un poco” para que entre en el conector. Todas esas “soluciones caseras” deben evitarse

Ejemplo Conector N macho para cable Belden 9913

Zonas de contacto

Al analizar el funcionamiento del cable, vimos que, debido al efecto skin, la corriente se distribuye en los primeros micrones tanto del conductor central como del conductor exterior. Por lo tanto, el contacto se hace en los primeros micrones tanto del pin central como de la parte correspondiente al conductor exterior del conector.

La “parte de afuera” del conector no conduce corriente de RF

Por tal razón la precisión y limpieza es fundamental solo en el interior de un conector, por fuera puede estar sucio, mojado, rayado que no impacta en el funcionamiento de este

En la siguiente gráfica se ve el corte de un conector DIN 7/16. Los conceptos son aplicables a todos los conectores de RF, pero elegí el DIN para este artículo ya que es grande, se ven bien las partes que lo conforman, y sigue siendo habitual de encontrarse en las instalaciones de radiobases celulares.

Todos los conectores tienen definido ese “plano de referencia” contra el cual se toman las medidas principales respecto de profundidad de pines y zonas de contacto.

En la siguiente figura se presenta el corte de una conexión macho-hembra armada y ajustada. En verde las piezas que corresponden al macho por las que circula corriente, en rojo las que corresponden a la hembra y circula corriente, y en amarillo las del macho o de la hembra por donde no circula ninguna corriente de RF. En azul la superficie (de algunos micrones) por donde circula la RF

La figura esta dibujada a escala para apreciar las dimensiones relativas de todas sus partes

De la figura anterior es importante observar

• El macho es ligeramente más corto que la hembra (ver zona tolerancia) de esta manera se asegura que solo haga contacto en “el plano de referencia”. Además, esto asegura buena continuidad eléctrica. Si la zona de tolerancia no existiese la mecánica del conector requeriría de una precisión extrema. Y si el macho fuese mas largo que la cavidad de la hembra quedaría un escalón en la zona de contacto, es decir no sería continua como se ve en la imagen.

• El O ring es el único encargado que no entre agua a la conexión

• La tuerca externa NO FORMA PARTE DEL CIRCUITO ELÉCTRICO

Aquí justifica ser reiterativo: la corriente de RF solo circula por la superficie (no más de algunos micrones). En la imagen es el trazo azul, se debe observar que para la RF el conector armado y bien ajustado, es como “si no existiera” ya que siempre ve los dos conductores concéntricos. Dentro de la interfase del conector hay aire y por eso la relación de diámetros se ajusta de modo tal que se conserve la impedancia. La impedancia de un tramo de conductores concéntricos de 16 mm el de afuera y 7 mm el de adentro es:

��0 =60���� 16 7 =49.6��

Influencia del torque de la interfaz del conector

Los conectores deben ajustarse con el torque adecuado y es solo por cuestiones mecánicas, para que no se afloje ni haya falsos contactos. EL TORQUE NO AFECTA LAS CARACTERÍSTICAS DEL CONTACTO SI ESTÁ EN LOS VALORES ADECUADOS. Esto se debe a que el contacto en los

conectores DIN es en el frente, el torque adecuado garantiza la mayor cantidad de puntos de contacto sin dañar el conector. Pasándose del torque no se aumenta la superficie de contacto, solo se daña el conector. Observar que en los conectores de la línea DIN 7/16 y 4.1/9.5 la parte más crítica, es decir donde realmente se hace el contacto está muy expuesta y propensa a que se produzcan melladuras y abolladuras.

Si está flojo puede producir falsos contactos o falta de estanquidad, si está demasiado ajustado pueden producirse deformaciones permanentes y deformación del área de contacto con peor desempeño eléctrico.

ES PEOR MUY AJUSTADO QUE AJUSTADO POR DEBAJO DEL TORQUE

Respecto de la tuerca trasera de los conectores, en este caso si tiene influencia en el contacto ya que es por presión, pero aún así se sigue cumpliendo que DEBE AJSUTARSE AL VALOR INDICADO POR EL FABRICANTE Y SI SE PASA SE DAÑA PERMANENTEMENTE EL CONECTOR.

Torque recomendado

Todos los conectores deben ajustarse con el torque recomendado por el fabricante. Como regla general generalmente se recomienda aproximadamente entre 1.7 y 2.3 Newton x Metro para los conectores “N”, 5 Newton x metro para los 4.3-10 y entre 25 y 30 Newton x Metro para los DIN 7/16

El problema de la suciedad en los puntos de contacto

Analicemos un caso en el que existe una melladura de 0.5 mm, si consideramos que un tramo de conductor tiene una inductancia de aproximadamente 1 µHy por metro, en un recorrido total de1mm presenta una inductancia de 1 nHy

A 1 GHz y con una corriente de 600 mA (que corresponde a un equipo de 20 Watt aproximadamente) y asumiendo una L de 1 nHy, y despreciando la influencia de C y de R el potencial que aparece en la “junta” sería del orden de 3.7

Este valor de tensión queda aplicado a la junta con óxidos que no es más ni menos que un diodo, por lo que es una indudable fuente de productos de intermodulación pasiva (PIM).

También debemos tener en cuenta el fenómeno de minúsculas chispas que se producen en contactos no del todo planos o en rayaduras en los conductores (en inglés micro-arcing). Si las distancias de estos contactos inadecuados son del orden de micrones, y debido a que en general en los bordes muy agudos los campos eléctricos son más intensos, muchas veces puede superarse la rigidez dieléctrica del aire, que aun siendo seco es del orden de 3 MV/m (megaVolt por metro), o lo que es lo mismo 3V/micrón.

Limpieza de un conector

En el mundo de las computadoras, los técnicos “viven con el limpia contactos en la mano”, hasta creen que todos los problemas se resuelven con alcohol isopropílico. Pero en el mundo de la RF parece todo lo contrario. Los conectores dan asco de lo sucios que están, pero nadie los limpia. Debemos tomar conciencia que los conectores de RF también necesitan limpieza y hasta mas que los contactos de una placa en un motherboard. Los conectores se deben limpiar con alcohol isopropílico (u otro agente limpiador que no afecte al dieléctrico). Nunca soplar dentro para remover partículas, soplando se las remueve, pero van a parar a los ojos del que está soplando, y suelen ser partículas metálicas muy pequeñas que ulceran el ojo y dificilísimas de remover para el oftalmólogo.

Vida útil de un conector

Todos los conectores tienen una vida útil que se mide en cantidad de veces que se conecta-ajusta-desconecta. Esto se debe a que la conexión entre el macho y la hembra siempre produce desgaste, lo mismo que la rosca. Por ejemplo, un conector DIN tiene una vida útil típica de 500 conexiones. Si bien esta cantidad excede holgadamente la cantidad de veces que se conecta un equipo o antena en una instalación fija, es un número muy reducido si el conector está en un instrumento. Por eso los instrumentos suelen venir con BNC o N que tiene más “vidas”. Los instrumentos que si-o-si deben tener conector DIN (por ejemplo un medidor de intermodulación), en general vienen con una transición macho-hembra de sacrificio (connector saver) que se cambia frecuentemente y permite en teoría 500x500=250.000 ciclos de conexión antes que se dañe el conector del instrumento.

Tipos de conectores

A continuación, se incluye un detalle con las principales características de los conectores más utilizados. En la misma se hace referencia a potencias y frecuencias máximas utilizables, que son solo a los fines didácticos y para que el lector tenga idea de los órdenes de magnitud. Los valores límites reales deben obtenerse de la hoja

de datos técnicos de cada conector en particular

En la siguiente figura se muestra la línea del tiempo en conectores de RF de equipos de telecomunicaciones más comúnmente utilizados que aún siguen en uso.

Conector tipo N

Conector N Macho

Conector N Hembra

Es el conector más difundido sobre todo en equipos, filtros e instrumentos. Ya casi no se usa en antenas y otros equipos de la red celular pero si se aplica en casi la totalidad de los equipos destinados a instalaciones indoor como son los DAS (distributed Antenna Systems) Está diseñado para optimizar ROE y no PIM, ya que en el momento en que se pensó este conector, los productos de intermodulación no eran un parámetro importante. Versiones antiguas de este conector requerían de un dispositivo para ajustar la altura del pin central. Respecto del nombre “N”, no está muy claro porqué se llama así, algunos dicen que se debe a N de Navy ya que su origen es la Armada de USA, y otros por el nombre de su creador “Neil”

Frecuencia máxima utilizable: 11 GHz Potencia máxima utilizable 600 W (1500 V pico)

Conector DIN 7/16

Conector DIN Macho

Conector DIN Hembra

Conocido en el mercado de telecomunicaciones celulares como “EL DIN” fue el más difundido en redes celulares hasta 2015 aproximadamente y hay muchos en servicio actualmente, este conector aparece en la casi totalidad de las antenas, filtros, diplexores, y conector de antena de las radiobases de su época. Está optimizado desde su concepción para sistemas con portadoras múltiples de considerable potencia (como las de las redes celulares). A diferencia del N se lo pensó para ser robusto y orientado al PIM y no tanto al

ROE razón por la cual en general suelen tener un poco más de ROE que los N (igual tampoco tanto más). El lado interfaz viene siempre armado de fábrica (recordar que hay unos cuantos casos de N donde el pin central viene suelto y debe armarlo el instalador) lo cual hace más seguro el proceso de armado ya que la ubicación, centrado y ajuste del pin central es algo crítico en el buen desempaño de un conector. Respecto al origen del nombre DIN viene de Deutsches Institut fur Normung y 7/16 son las dos principales medidas 7 mm de diámetro el pin central y 16 mm de diámetro la corona externa. No tiene nada que ver con medidas en pulgadas, aunque lo parece por su similitud con la forma de expresar el diámetro de un tornillo

Frecuencia máxima utilizable: 5 GHz

Potencia máxima utilizable 1300 W (2700 V pico)

Conector 4.3-10

Conector

4.3-10 Macho

Conector 4.3-10 Hembra

Es el más habitual actualmente en equipos de telecomunicaciones con muchos puertos, como ser antenas MIMO de LTE donde debe adaptarse a un entorno de muchas portadoras de bastante potencia cada una y poco espacio disponible. Es el reemplazo del DIN 7/16 en los sistemas celulares. Combina las características de bajo PIM de la familia DIN con un tamaño reducido y ROE también baja. También está pensado para ser ajustado a mano sin la necesidad de llave torquimétrica dado que el contacto es radial y no frontal como en la familia anterior de DIN (7/16 o 4.1/9.5). Las partes del conector donde se hace contacto no están tan expuestas como en el DIN //16

A simple vista se lo suele confundir con el “mini DIN”, pero no lo es, ni es compatible, aunque sus roscas sean peligrosamente parecidas.

Los cuidados de 4.3-10 son similares en cuanto a limpieza y protección en obra, aunque el hecho que la zona de contacto no esté expuesta lo hace notablemente más práctico para su uso en obra

Frecuencia máxima utilizable: 6 GHz

Potencia máxima utilizable 500 W

Hay tres versiones, con tuerca hexagonal (para ajustar con herramienta) con tuerca moleteada (para ajustar a mano) y de inserción rápida (a presión)

Conector DIN 4.1/9.5

Conector 4.1/9.5 Macho

Conector 4.1/9.5 Hembra

Es muy similar al DIN 7/16 excepto qu emas chico, 4.1 mm pin central, 9.5 mm la corona exterior

Frecuencia máxima utilizable: 5 GHz

Potencia máxima utilizable: 1200 Watts de potencia media (15.6 KWpico, 2500VCC)

Conector BNC

Conector BNC Macho

Conector BNC Hembra

Es típico en instrumentos (como ser osciloscopios, generadores, etc) también lo usan algunos equipos de radio de baja potencia. Los hay de 50Ω y 75Ω. Los de 75 tienen aplicación en redes de datos muy antiguas, en cámaras de videovigilancia y en tramas E1 antiguas. Los conectores de 75Ω se distinguen de los de 50Ω porque el de 75Ω no tiene aislador alrededor del pin central Este pedazo de aislador disminuye la impedancia sin cambiar el diámetro del pin (en los párrafos de este artículo sobre cables se habla de la influencia del dieléctrico en la impedancia del conjunto).

Está pensado para muchos ciclos de conexión-desconexión ya que la bayoneta se desgasta menos que la rosca (por eso su uso en instrumentos). El nombre viene de los inventores Neil (el mismo del conector N) y Concelman, la B de Bayoneta. BNC=Bayoneta de Neil y Concelman.

Compatibilidad con N: El macho N puede usarse en una hembra BNC, pero no lo contrario. Es decir, puedo conectar un conector N en un osciloscopio, el contacto es seguro aunque no actúa la traba de la bayoneta.

Frecuencia máxima utilizable: 4 GHz

Potencia máxima utilizable : 100 Watts (5.6 KW pico)

Conector tipo TNC

Es típico en equipos de microondas y algunos equipos de radio. La interfase es la misma que el BNC, pero con rosca, de ahí su nombre T (de Treadedroscado-) NC (Neil&Concelman)

Frecuencia máxima utilizable 11 GHz

Potencia máxima utilizable 300Watt (5.6 KW Pico)

Conectores SMA SMB y SMC

Muy utilizado en el interior de equipos de comunicaciones y en equipos de microondas esto es debido a su pequeño tamaño. De mucha aplicación en microondas por su elevada frecuencia de corte, recordemos que la frecuencia de corte es inversamente proporcional al diámetro de los conductores. La rosca es muy delicada y deben ajustarse con torquímetro. Soportan pocos ciclos de conexión-desconexión. Su nombre significa Sub Miniature version A. Hay versiones B y C. El SMB es completamente distinto y sin rosca, el SMC es con rosca de paso grueso

Frecuencia máxima utilizable:30GHz

Potencia máxima utilizable: 100 Watt

Los conectores del tipo SMB también hay en 50Ω y 75 Ω, y se los puede distinguir por el aislador alrededor del pin central como en los N

Conector SMB macho y hembra Diferencia entre 50Ω y 75Ω

Los conectores tipo SMC son similares a los SMA pero con la rosca de paso mas grueso

Conector SMA Macho

Conector SMA Hembra

Conector SMC Macho

Conector SMC Hembra

Conectores de la serie Q (quick)

Se trata de la familia QMA (igual al SMA, pero de la familia quick) y en QN (quick N). La diferencia es que entre el macho y la hembra no hay rosca sino una fijación rápida. Una de las grandes ventajas es que para acoplarlos solo hay que ponerlos a presión y giran sobre su eje una vez colocados lo que facilita el cableado en lugares de poco espacio. La contra es que es difícil sacarlos, en general hace falta una uña de desarmado

Conectores de polaridad invertida

Son los mismos que vimos antes a los que se le cambia el pin central el macho por la hembra. El mas típico es el denominado SMA Macho invertido (muy usado en antenas WiFi). El motivo de hacer esto no tiene justificación técnica, surge de un requisito del marco regulatorio de USA donde ciertos equipos (como ser access points) deben tener un conector incompatible con las antenas existentes, para que nadie hiciera una conexión “inadvertidamente”.

Conectores

Ampliamente difundidos en equipos de wireless LAN. Su nombre significa Micro Coaxial (MCX), y Micro Miniature Coaxial (MMCX)

Frecuencia máxima utilizable 6 GHz

Potencia máxima utilizable, no especificada, en general se los usa en equipos de muy baja potencia. Igual la interfase MMCX tiene una tensión máxima de 335V pico y la MCX de 500 Volt pico

QMA Macho QMA Hembra QN Macho QN Hembra

MCX y MMCX

MCX Macho recto y acodado

MCX Hembra

MMCX Macho recto y acodado

MMCX Hembra

Conector tipo F

Conector F macho

Conector F Hembra

Es el más ampliamente utilizado en la acometida a usuario en los sistemas de TV por cable. También se usa en algunos equipos DAS (Distributed Antenna System) pero, salvo esta rara excepción, casi no tiene aplicación en sistemas de telecomunicaciones

Es un conector de 75Ω

Frecuencia máxima utilizable:3GHz

Impedancia:75

Potencia máxima 15W

Conector tipo UHF (Macho PL259- Hembra SO259)

Conector UHF Macho (PL259)

Conector UHF Hembra (SO259)

El más antiguo que está actualmente en uso, es de 1930 y se sigue usando tal cual era, sin ninguna modificación. Tiene aplicación en equipos de radio de HF y VHF. No tiene impedancia definida, es muy simple de armar con herramientas caseras. Su nombre se debe a que en la época en que se creó, 300 MHz era Ultra alta frecuencia.

Frecuencia máxima utilizable :300 MHz (aunque actualmente se lo usa hasta 800 MHz)

Potencia máxima utilizable: 300W en UHF, hasta 1Kw en HF (10 Kw potencia pico)

Conectores EIA Flange (7/8, 1-5/8, etc)

Diseñados para manejar altas potencias, en la actualidad de aplicación casi exclusiva en broadcasting. No hay machos o hembras, son hermafroditas o pude decirse que son todos hembra con un pin macho-macho que permite hacer la conexión. Su nombre hace referencia Electronic Industries Alliance y a la medida de la brida o en inglés flange (7/8, 1-5/8, etc) que no debe ser confundida con la medida del cable

Resumen de las potencias a las que puede someterse un conector

En el siguiente cuadro se resumen los máximos recomendados en lo referente a potencia promedio, pico y CC. Este cuadro está tomado del viejo catálogo de Andrew, por lo que no puede considerarse como máximos absolutos, sino los recomendados para esa marca de conectores. De todos modos, es de utilidad para el lector. La potencia promedio está íntimamente relacionada con la capacidad de manejar corriente del conector, mientras que la potencia pico y la prueba en CC están relacionadas con la rigidez dieléctrica del mismo.

7/8 EIA Flange Con el PIN puesto Pin de interconexión

1-5/8 EIA Flanfe con el PIN puesto 3 1/8 EIA Flange

La atenuación de los conectores

La atenuación de un conector es muy pequeña. Una fórmula que aproxima bastante bien la atenuación de un conector es:

Donde Aten resulta en dB y f está en GHz

Se puede observar que la fórmula es independiente del tipo de conector y se parece en mucho a la fórmula de atenuación de un cable. Es lógico que así sea ya que un conector armado no es ni más ni menos que la continuación del cable con la menor cantidad de discontinuidades posibles. Esta fórmula expresa la atenuación del conjunto macho-hembra.

Para muchos cálculos prácticos se utiliza como atenuación de un conector= 0.1 dB (también para la pareja macho-hembra) para cualquier frecuencia de las usadas en bajadas de antena de telecomunicaciones, lo cual es bastante realístico y a veces un poco demasiado conservador sobre todo si hay muchos conectores en el circuito bajo análisis.

Hay mucho mito en lo referente a la atenuación de los conectores. Aun un conector muy mal armado, o totalmente flojo tiene una atenuación despreciable. En estos casos el problema es reflexión (ROE), no atenuación. También ocurre que tanto en reglamentaciones como en softwares de cálculo de enlaces se suele usar la “atenuación en conectores y varios” como margen

de seguridad y se le suele asignar 1 dB cuando el valor de atenuación real es una fracción ínfima de este valor.

La pérdida de RF de los conectores

Siempre hay algo de RF que “se escapa” de la junta del conector. Algunos fabricantes especifican este dato en la hoja de datos del conector. Pero si no se cuenta con este dato puede aproximarse con la siguiente fórmula:

������������ =90 ��

Donde RFleak resulta en dB y f se expresa en GHz

Nuevamente esto aplica a cualquier tipo de conector, y también aplica a la pareja macho-hembra en conjunto. Lo que significa es que la potencia que “emite la conexión” es 90 dB menos que la que transporta el conector por dentro. Por ejemplo un conector que está conectado a un equipo que transmite 40W a 1 GHz (+46 dBm), se comporta como una antena que emite +46-(90-1)= -43 dBm.

Es importante tener en cuenta que, a diferencia de la atenuación, donde los valores reales medidos de un conector se ajustan muchísimo a valor calculado con la fórmula del párrafo anterior, en el caso de las pérdidas de RF la dispersión es mucho mayor, y siempre es recomendable usar los datos del fabricante. La fórmula presentada aquí solo permite una aproximación muy burda y debe usarse solo cuando no haya información del fabricante.

Los productos de intermodulación (PIM) de los conectores

PIM es la abreviación de Passive Inter Modulation. Se trata de productos indeseados (ruidos o interferencias) que se generan en los propios conectores, antenas, filtros y otros elementos pasivos por donde circula la RF. Este es un fenómeno que siempre existió y más aún años atrás donde no había elementos de bajo PIM. Pero en las tecnologías de comunicaciones que se usaban hasta hace algunos años, los efectos de la PIM eran imperceptibles en aquellas redes. En radiocomunicaciones analógicas casi no se observa degradación causada por PIM, en comunicaciones de hasta 2G (GSM) si bien se observan no son de gravedad extrema. En 3G ya son apreciables y en tecnologías de anchos de banda mayores como LTE (4G y 5G) pueden afectar severamente el desempeño. En microondas tampoco es apreciable por varios motivos, pero el principal es la baja potencia en juego. Los productos de PIM son fuertemente dependientes de la potencia de las portadoras que lo generan.

Actualmente en redes celulares 4G y 5G (bandas no milimétricas) el valor de PIM de un conector es el principal criterio para seleccionarlo.

En la siguiente figura se presenta el concepto genérico de PIM aplicado al caso concreto de un tramo de cable con conectores en las puntas (bajada de antena, por ejemplo)

Analizando un poco más profundamente podemos llegar a la siguiente gráfica que representa a un sistema pasivo real (que puede ser un tramo de cable con conectores por ejemplo)

De esta gráfica podemos observar

• Que sin potencia de entrada hay potencia de salida (se debe al ruido propio)

• Que hay una zona donde si aumento la potencia de entrada, aumenta la potencia de salida (en las frecuencias deseadas) y la potencia de ruido es mas o menos constante

• Que pasado un cierto valor si aumento la potencia de entrada, aumenta la potencia de salida (en las frecuencias deseadas) y la potencia de ruido empieza a crecer

• Que la pasado este valor anterior la potencia de ruido crece mas rápido que el crecimiento de la potencia de salida

• Que llega un valor que por mas que aumente la potencia de entrada, se limita la potencia de salida (se empieza a saturar, esto aplica más a productos activos, es casi imposible saturar un cable)

• Que la “zona de utilización” se define entre el mínimo de ruido aceptable y donde los productos de intermodulación empiezan a crecer

Origen de las alinealidades

Las alinealidades que dan origen a los fenómenos antes mencionados tienen origen en lo siguiente:

• Materiales magnéticos (ejemplo Cromo, níquel, etc)

• Óxidos con propiedades semiconductoras en los circuitos ej oxido de cobre (el óxido de plata es excelente conductor)

• Pequeños arcos producidos en discontinuidades

• CONTACTOS –TODOS LOS CONTACTOS PRODUCEN PIM-

• OXIDOS: TODAS LAS COSAS OXIDADAS PRODUCEN PIM

Los problemas de PIM tienen tres causas.

• Diseño: la selección de materiales inadecuados, contactos poco firmes, posibilidad de entrada de agua etc, es causal de PIM, pero NADA PODEMOS HACER que no sea comprar componentes libres de PIM

• Fabricación: Un producto puede estar bien diseñado, pero si se fabrica mal, o hay bajo control de tolerancias, materiales contaminados y otros problemas también es causal de PIM. Nuevamente aquí NADA PODEMOS HACER que no sea comprar componentes libres de PIM

• Armado instalación: la suciedad en los contactos, los armados mal hechos, viruta en el foam y otros errores de armado/instalación es la principal fuente de PIM cuando las instalaciones se hacen con productos buenos

Teniendo en cuenta esto, las soluciones que están al alcance nuestro son:

• Mantener limpia el área de contacto

• Ajustar los conectores con EL TORQUE ADECUADO

• Armar cables y conectores CON LA HERRAMIENTA ADECUADA

Valores aceptables de PIM

Así como en ROE hay casi unanimidad en considerar el valor de 1.5 como límite aceptable para bajadas con cables largos, en el caso de PIM no hay un valor definido. Posiblemente se deba a que es un fenómeno de aparición más

moderno y aún no hay tantas experiencias que permitan encontrar un valor típico que sea el balance entre el menor impacto en el funcionamiento y que a su vez sea cumplible o realizable con componentes de fácil acceso en el mercado.

Igualmente se habla de -97 dBm como el valor referencial, medido con dos portadoras de +43 dBm (los medidores de PIM standard usan esa potencia).

Este valor es “el esperado” aplicando un medidor de PIM al punto de interconexión del equipo con su sistema irradiante, por lo que incluye conectore, cable, jumpers, antena, etc.

Valores de PIM de elementos “buenos”

Un conector bueno -160 dBc (-117 dBm)

Impermeabilización-Encroche-Vulcanizado de conectores

Una antena buena -150 dBc (-107 dBm)

¿para que se impermeabiliza un conector?

Los conectores (4.3-10, DIN, tipo N u otros que se usan en telecomunicaciones) son estancos en sí mismos, o sea que no necesitan de impermeabilización alguna. Sin embargo, es una práctica habitual impermeabilizarlos con cinta aisladora o “Vulco”. En general esta práctica de impermeabilizarlos evita el ingreso de agua por la parte de atrás del conector

¿para qué sirve el encroche de los conectores?

Para darle una forma suave y que pueda cubrirse con cinta aisladora.

Para amortiguar vibraciones que a largo plazo pueden aflojar el conector

Hoy en día existen kits de impermeabilización mucho más prácticos que la cinta aisladora y el encroche